【導讀】事物皆有兩面：SiC MOSFET以更快的開關速度，相比IGBT可明顯降低器件開關損耗，提升系統(tǒng)效率和功率密度；但是高速的開關切換，也產生了更大的dv/dt和di/dt，對一些電機控制領域的電機絕緣和EMI設計都帶來了額外的挑戰(zhàn)。
應用痛點
氫燃料系統(tǒng)中的高速空壓機控制器功率35kW上下，轉速高達10萬轉以上，輸出頻率可達2000Hz，調制頻率50kHz以上是常見的設計，SiC MOSFET是很好的解決方案。
但是，SiC的高dv/dt和諧波會造成空壓機線包發(fā)熱和電機軸電流。
一般的對策有二：
1.采用大的柵極電阻去驅動SiC MOSFET，抑制dv/dt，但會顯著增加開關損耗，影響效率。
2.采用輸出濾波器抑制諧波電流、降低電機側的dv/dt，但體積會占控制器的三分之一以上，增加成本，同時濾波器的引入也會造成一定損耗。
以上兩種典型設計，以犧牲損耗和效率為代價，似乎“魚與熊掌，不可兼得”……
英飛凌解決方案
針對上述設計痛點，英飛凌創(chuàng)新地推出了2L-SRC系列驅動IC，結合SiC開關特性進行Rg的優(yōu)化配置，以期兩全之美，具體過程請看下文分解：
SiC開關特性
圖1是SiC的開關特性示意圖，描述了dv/dt與Ic，dv/dt與Rg，Esw與Rg之間的關系
圖1(a)
圖1(b)
由上圖1的曲線可知：SiC的dv/dt最大值會出現(xiàn)在小電流開通和大電流關斷的時候，通過增加Rgon和Rgoff可以分別降低開通和關斷的dv/dt最值，但是SiC的開關損耗Esw將隨之增加。
利用2L-SRC的解題思路
其實解題之術不難。去年英飛凌業(yè)就推出了2L-SRC的驅動IC，結合電機控制領域的IGBT開關特性，提出小電流用大Rg，大電流用小Rg的方法來解決(具體請參考文末的AN文檔)。
此處我們依然可以借鑒其思路，針對SiC MOSFET開關特性，展開相應的Rg優(yōu)化策略。
為了便于大家理解整個過程，本文依據(jù)圖1的SiC趨勢曲線，假定了圖2和圖3中的相關曲線，作為后續(xù)2L-SRC驅動IC優(yōu)化Rg和電路仿真分析的基礎。
(圖2和圖3曲線基于合理性假設，僅供原理參考，真實曲線應以SiC實測為準。)
優(yōu)化配置dv/dt(on)時的開通電阻Rgon策略
圖2.1200V SiC MOSFET dv/dt(on)與Ic關系曲線
由SiC開通dv/dt特性，假設Rgon=5Ω和Rgon=10Ω兩條曲線，和預設的dv/dt限制值如圖2；可根據(jù)輸出電流Ic大小，將Rgon分成兩部分，在電流Id=[0,50A]的區(qū)間采用Rgon=10Ω開通，在電流=[50A,200A]的區(qū)間換成Rgon=5Ω開通。相比傳統(tǒng)驅動方案(全電流范圍都要用Rgon=10Ω)，可以在中大電流區(qū)間(50A,200A]獲得小電阻開通的Eon損耗優(yōu)勢。
優(yōu)化配置dv/dt(off)時的關斷電阻Rgoff策略
圖3.1200V SiC MOSFET dv/dt(off)與Ic關系曲線
同樣由SiC關斷dv/dt特性，我們也可以把電流區(qū)間一分為二，如下圖假設的條件曲線，在電流=[133A,200A]采用大電阻Rgoff=12Ω關斷，而在電流=[0A,133A]采用小電阻Rgoff=6Ω關斷。相比傳統(tǒng)驅動方案(全電流范圍都要用Rgoff=12Ω)，可以在中小電流區(qū)間[0A,133A]獲得小電阻關斷的Eoff損耗優(yōu)勢。
優(yōu)化配置dv/dt的驅動策略小結
根據(jù)上述案例分析，優(yōu)化了驅動電阻Rg控制策略，將電流分成了小電流、中電流、大電流的三部分區(qū)間，分別對應不同的門極電阻設置，然后在預定的電流閾值進行Rgon和Rgoff的切換，以達到優(yōu)化驅動的目的，如下圖所示:
圖4.基于圖2和圖3的驅動電阻Rg控制策略
基于2L-SRC的驅動電路實現(xiàn)
依據(jù)上述的思路和流程，相關的驅動電阻Rg配置策略不難得到。
古人云“工欲善其事，必先利其器”，如何用2L-SRC驅動IC來實現(xiàn)呢？
2L-SRC驅動IC產品與功能簡介
圖5.2L-SRC(1ED3240MC12H)功能框圖
2L-SRC的典型功能框圖，如圖5所示，簡潔的8pin設計。只是在常規(guī)IN輸入和OUT輸出之外，又增加了一組OUTF輸出。根據(jù)/INF信號與IN信號電平之間的邏輯關系，可以靈活配置OUTF狀態(tài)，在常規(guī)OUT輸出的開通和關斷時刻發(fā)生作用。
結合下圖，可以更直觀理解2L-SRC驅動IC外接門極電阻時，主要的四種狀態(tài)：
圖6.2L-SRC(1ED3240MC12H)驅動電阻Rg配置示意圖
● 當OUTF僅在開通時使能，則開通電阻Rgon=R1//R3，關斷電阻Rgoff=R2；
● 當OUTF僅在關斷時使能，則關斷電阻Rgoff=R2//R4，開通電阻Rgon=R1；
● 當OUTF同時開通和關斷使能，則開通電阻Rgon=R1//R3，關斷電阻Rgoff=R2//R4；
● 當OUTF開通和關斷皆不使能，則開通電阻Rgon=R1，關斷電阻Rgoff=R2；
有關OUTF與控制信號/INF和輸入信號IN之間的狀態(tài)關系，如圖7所示，規(guī)格書有詳盡解讀，這里就不贅述了：
圖7.OUTF與輸入IN和控制/INF之間的狀態(tài)關系圖((1ED3240MC12H))
關于OUTF的核心邏輯就是：
● 開通時刻，在輸入信號IN電平跳高時，/INF信號為低電平(0)，則OUTF在開通時刻使能；
● 關斷時刻，在輸入信號IN電平跳低時，/INF信號為高電平(1)，則OUTF在關斷時刻使能。
2L-SRC驅動的Rg配置(基于圖4控制策略)
基于2L-SRC驅動IC的控制邏輯，和上述SiC案例中的的驅動電阻Rg優(yōu)化控制策略，我們可以進一步將2L-SRC驅動IC的配置細化如下：
圖8.基于圖4的2L-SRC(1ED3240MC12H)驅動電阻Rg示意圖
基于圖8的驅動電阻配置可得：R1=10Ω,.R2=12Ω, R3=10Ω,R4=12Ω
最終的驅動和控制策略如下：
● 當電流=[0,50A]時，/INF為波形序列A，OUTF只在關斷時刻使能，此時Rgon=R1=10Ω，Roff=R2//R4=12//12=6Ω；
● 當電流=(50A,133A]時，/INF為波形序列B，OUTF在開通和關斷時刻皆使能，此時Rgon=R1//R3=10//10=5Ω，Rgoff=R2//R4=12//12=6Ω；
● 當電流=(133,200A]時，/INF為波形序列C，OUTF只在開通時刻使能，此時Rgon=R1//R3=10//10=5Ω，Rgoff=R2=12Ω；
PS：為了實現(xiàn)在不同電流區(qū)間，給出不同的/INF波形序列，或增加一路簡單的控制閉環(huán)。例如，對輸出電流值進行實時采樣或估算，判斷瞬時電流所在電流區(qū)間，然后通過上位機(如CPLD、DSP等)給出對應的信號，到驅動IC的/INF引腳。
應用案例仿真參考
基于上述2L-SRC的可變Rg配置策略，我們搭建了PLECS電路，參考高速空壓機的應用條件，選取了SiC半橋模塊，進行兩電平三相逆變電路的仿真驗證和對比。
相關仿真條件如下：
SiC Easy半橋模塊：FF6MR12W2M1_B70 (1200V/200A AlN)
散熱器溫度Th=50C,Fsw=50kHz,fo=1kHz, Io=142Arms,Vdc=600V,Modi=1.0,SVPWM,PF=0.95
傳統(tǒng)驅動方案:Rgon=10Ω,Rgoff=12Ω，Rg全范圍固定阻值
2L-SRC驅動方案：Rgon=5、10Ω,Rgoff=6、12Ω,Rg隨電流區(qū)間切換(圖8)
圖9.傳統(tǒng)Rg控制與2L-SRC Rg控制的仿真結果對比
全文總結
文章結合SiC開關特性和2L-SRC驅動IC的Rg優(yōu)化配置，再加上基于一定合理性假設的SiC案例分析，以及最后的仿真對比，效果已然呈現(xiàn)。
回顧開題：2L-SRC+SiC，魚與熊掌皆可得乎？想必大家心中已有答案。
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