現(xiàn)代微處理器和微控制器一般為低功耗型，采用低電源電壓工作。2.5 V CMOS邏輯輸出的源電流和吸電流在μA到mA范圍。為了驅(qū)動(dòng)一個(gè)12 V切換、4 A峰值電流的H電橋，必須精心選擇接口和電平轉(zhuǎn)換器件，特別是要求低抖動(dòng)時(shí)。

 

ADG787是一款低壓CMOS器件，內(nèi)置兩個(gè)獨(dú)立可選的單刀雙擲(SPDT)開關(guān)。采用5 V直流電源時(shí)，有效的高電平輸入邏輯電壓可以低至2 V。因此，ADG787能夠提供驅(qū)動(dòng)半橋驅(qū)動(dòng)器ADuM7234所需的2.5 V控制信號(hào)到5 V邏輯電平的轉(zhuǎn)換。

 

ADuM7234是一款隔離式半橋柵極驅(qū)動(dòng)器，采用ADI公司iCoupler®技術(shù)，提供獨(dú)立且隔離的高端和低端輸出，因而可以專門在H電橋中使用N溝道MOSFET。使用N溝道MOSFET有多種好處：N溝道MOSFET的導(dǎo)通電阻通常僅為P溝道MOSFET的1/3，最大電流更高；切換速度更快，功耗得以降低；上升時(shí)間與下降時(shí)間是對(duì)稱的。

 

ADuM7234的4 A峰值驅(qū)動(dòng)電流確保功率MOSFET可以高速接通和斷開，使得H電橋級(jí)的功耗最小。本電路中，H電橋的最大驅(qū)動(dòng)電流可以高達(dá)85 A，它受最大容許的MOSFET電流限制。

 

ADuC7061 是一款低功耗、基于ARM7的精密模擬微控制器，集成脈寬調(diào)制(PWM)控制器，其輸出經(jīng)過適當(dāng)?shù)碾娖睫D(zhuǎn)換和調(diào)理后，可以用來驅(qū)動(dòng)H電橋。

 

圖1. 使用ADuM7234隔離式半橋驅(qū)動(dòng)器的H電橋（原理示意圖：未顯示去耦和所有連接）

 

 

EVAL-ADuC7061MKZ提供2.5 V邏輯電平PWM信號(hào)，但ADuM7234在5 V電源下的最小邏輯高電平輸入閾值為3.5 V。由于存在這種不兼容性，因此使用ADG787開關(guān)作為中間電平轉(zhuǎn)換器。ADG787的最小輸入邏輯高電平控制電壓為2 V，與ADuC7061的2.5 V邏輯兼容。ADG787的輸出在0 V與5 V之間切換，足以驅(qū)動(dòng)3.5 V閾值的ADuM7234輸入端。評(píng)估板提供兩個(gè)跳線，便于配置控制PWM信號(hào)的極性。

 

 

圖1所示的H電橋具有4個(gè)開關(guān)元件（Q1、Q2、Q3、Q4）。這些開關(guān)成對(duì)導(dǎo)通，左上側(cè)(Q1)和右下側(cè)(Q4)為一對(duì)，左下側(cè)(Q3)和右上側(cè)(Q2)為一對(duì)。注意，電橋同一側(cè)的開關(guān)不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通。開關(guān)可以利用MOSFET或IGBT（絕緣柵極雙極性晶體管）實(shí)現(xiàn)，使用脈寬調(diào)制(PWM)信號(hào)或控制器的其它控制信號(hào)接通和斷開開關(guān)，從而改變負(fù)載電壓的極性。

 

低端MOSFET（Q3、Q4）的源極接地，因此其柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)也以地為參考。而高端MOSFET（Q1、Q2）的源極電壓會(huì)隨著MOSFET成對(duì)地接通和斷開而切換，因此，該柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)應(yīng)參考或“自舉”到該浮動(dòng)電壓。

 

ADuM7234的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)支持在輸入與各輸出之間實(shí)現(xiàn)真正的電流隔離。相對(duì)于輸入，各路輸出的工作電壓最高可達(dá)±350 VPEAK，因而支持低端切換至負(fù)電壓。因此，ADuM7234可以在很寬的正或負(fù)切換電壓范圍內(nèi)，可靠地控制各種MOSFET配置的開關(guān)特性。為了確保安全和簡(jiǎn)化測(cè)試，選擇12 V直流電源作為本設(shè)計(jì)的電源。

 

 

高端和低端的柵極驅(qū)動(dòng)器電源是不同的。低端柵極驅(qū)動(dòng)電壓以地為參考，因此該驅(qū)動(dòng)由直流電源直接供電。然而，高端是懸空的，因此需要使用自舉驅(qū)動(dòng)電路，其工作原理如下所述。

 

觀察圖1所示H橋電路的左側(cè)，自舉驅(qū)動(dòng)電路利用電容C1、電阻R1和R3、二極管D1實(shí)現(xiàn)。上電后，PWM不會(huì)立即發(fā)生，所有MOSFET都處于高阻態(tài)，直到所有直流電壓完成建立。在此期間，電容C1由直流電源通過路徑R1、D1、C1和R3充電。充電后的電容C1提供高端柵極驅(qū)動(dòng)電壓。C1充電的時(shí)間常數(shù)為τ = (R1 + R3) C1

 

當(dāng)MOSFET在PWM信號(hào)的控制下切換時(shí)，低端開關(guān)Q3接通，高端開關(guān)Q1斷開。高端的GNDA下拉至地，電容C1充電。當(dāng)Q1接通時(shí)，Q3斷開，GNDA上拉至直流電源電壓。二極管D1反向偏置，C1電壓將ADuM7234的VDDA電壓驅(qū)動(dòng)到約24 V。因此，電容C1在ADuM7234的VDDA和GNDA引腳之間保持約12 V的電壓。這樣，高端MOSFET Q1的柵極驅(qū)動(dòng)電壓始終參考Q1的懸空源極電壓。

 

 

當(dāng)Q1和Q4接通時(shí)，負(fù)載電流從Q1經(jīng)過負(fù)載流到Q4和地。當(dāng)Q1和Q4斷開時(shí)，電流仍然沿同一方向流動(dòng)，經(jīng)過續(xù)流二極管D6和D7，在Q1的源極上產(chǎn)生負(fù)電壓尖峰。這可能會(huì)損害某些采用其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的柵極驅(qū)動(dòng)器，但對(duì)ADuM7234無影響，ADuM7234支持低端切換到負(fù)電壓。

 

 

每次低端驅(qū)動(dòng)器接通時(shí)，自舉電容就會(huì)充電，但它僅在高端開關(guān)接通時(shí)才放電。因此，選擇自舉電容值時(shí)需要考慮的第一個(gè)參數(shù)，就是高端開關(guān)接通并且電容用作柵極驅(qū)動(dòng)器ADuM7234的高端直流電源時(shí)的最大容許壓降。當(dāng)高端開關(guān)接通時(shí)，ADuM7234的直流電源電流典型值為22 mA。假設(shè)高端開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間為10 ms（50 Hz、50%占空比），使用公式C = I × ΔT/ΔV，如果容許的壓降ΔV = 1 V，I = 22 mA，ΔT = 10 ms，則電容應(yīng)大于220 μF。本設(shè)計(jì)選擇330 μF的容值。電路斷電后，電阻R5將自舉電容放電；當(dāng)電路切換時(shí)，R5不起作用。

 

 

對(duì)自舉電容充電時(shí)，串聯(lián)電阻R1起到限流作用。如果R1過高，來自ADuM7234高端驅(qū)動(dòng)電源的直流靜態(tài)電流會(huì)在R1上引起過大的壓降，ADuM7234可能會(huì)欠壓閉鎖。ADuM7234的最大直流電源電流IMAX = 30 mA。如果該電流引起的R1壓降以VDROP = 1 V為限，則R1應(yīng)小于VDROP/IMAX ，或33 Ω。因此，本設(shè)計(jì)選擇10 Ω的電阻作為自舉電阻。

 

 

電阻R3啟動(dòng)自舉電路。上電之后，直流電壓不會(huì)立即建立起來，MOSFET處于斷開狀態(tài)。在這些條件下，C1通過路徑R1、R3、D1、VS充電，其過程如下式所述：

 

 

其中， vC(t)為電容電壓，VS(為電源電壓，VD(為二極管壓降，τ為時(shí)間常數(shù)，τ = (R1 + R3) C1。電路值如下：R1 = 10 ΩvC1 = 330 μF，VD = 0.5 V，VS = 12 V。由以上方程式可知，當(dāng)R3 = 470 Ω時(shí)，電容充電到最終值的67%需要一個(gè)時(shí)間常數(shù)的時(shí)間(158 ms)。電阻值越大，則電容的充電時(shí)間越長。然而，當(dāng)高端MOSFET Q1接通時(shí)，電阻R1上將有12 V電壓，因此，如果電阻值過低，它可能會(huì)消耗相當(dāng)大的功率。對(duì)于R3 = 470 Ω，12 V時(shí)該電阻的功耗為306 mW。

 

 

如上所述，對(duì)于感性負(fù)載，當(dāng)高端MOSFET斷開時(shí)，電流會(huì)流經(jīng)續(xù)流二極管。由于電感和寄生電容之間的諧振，自舉電容的充電能量可能高于ADuM7234消耗的能量，電容上的電壓可能上升到過壓狀態(tài)。13 V齊納二極管對(duì)電容上的電壓進(jìn)行箝位，從而避免過壓狀況。

 

 

柵極電阻（R7、R8、R9、R10）根據(jù)所需的開關(guān)時(shí)間tSW.選擇。開關(guān)時(shí)間是指將 Cgd 、 Cgs 和開關(guān)MOSFET充電到要求的電荷Qgd 和 Qgs所需的時(shí)間。

 

圖2. ADuM7234的電源軌濾波和欠壓鎖閉保護(hù)

 

描述柵極驅(qū)動(dòng)電流Ig:

 

 

其中， VDD 為電源電壓，RDRV為柵極驅(qū)動(dòng)器ADuM7234的等效電阻， Vgs(th)為閾值電壓，Rg為外部柵極驅(qū)動(dòng)電阻，Qgd 和 Qgs 為要求的MOSFET電荷， tSW為要求的開關(guān)時(shí)間。

 

ADuM7234柵極驅(qū)動(dòng)器的等效電阻通過下式計(jì)算：

 

 

根據(jù)ADuM7234數(shù)據(jù)手冊(cè)，對(duì)于 VDDA = 15 V 且輸出短路脈沖電流 IOA(SC) = 4 A，通過方程式3計(jì)算可知，RDRV 約為4 Ω。

 

根據(jù)FDP5800 MOSFET數(shù)據(jù)手冊(cè)，Qgd = 18 nC， Qgs = 23 nC， Vgs(th) = 1 V。

 

如果要求的開關(guān)時(shí)間 tSW為100 ns，則通過方程式2求解Rg可知，Rg 約為 22 Ω。實(shí)際設(shè)計(jì)選擇15 Ω電阻以提供一定的裕量。

 

 

由于峰值負(fù)載電流很高，因此必須對(duì)直流電源電壓(VDD)進(jìn)行適當(dāng)?shù)臑V波，以防ADuM7234進(jìn)入欠壓閉鎖狀態(tài)，同時(shí)防止電源可能受到損害。所選的濾波器由4個(gè)并聯(lián)4700 μF、25 V電容與一個(gè)22 μH功率電感串聯(lián)而成，如圖2所示。100 kHz時(shí)，電容的額定最大均方根紋波電流為3.68 A。由于4個(gè)電容并聯(lián)，因此允許的最大均方根紋波為14.72 A。所以，IPEAK = 2√2 × IRMS = 41.63 A。

 

經(jīng)過濾波的+12 V電壓還驅(qū)動(dòng)圖1所示的電路。

 

當(dāng)電源電壓低于10 V時(shí)，圖2所示電路便會(huì)禁用ADuM7234的輸入端，從而防止ADuM7234欠壓閉鎖。將一個(gè)邏輯高電平信號(hào)施加于ADuM7234的DISABLE引腳可禁用該電路。

 

開漏式低電平有效比較器 ADCMP350 用于監(jiān)視直流電源電壓。電阻分壓器（R12、R13）的比值經(jīng)過適當(dāng)選擇，當(dāng)電源電壓為10.5 V時(shí)，分壓器輸出為0.6 V，與比較器的片內(nèi)基準(zhǔn)電壓0.6 V相等。當(dāng)電源電壓降至10.5 V以下時(shí)，比較器的輸出變?yōu)楦唠娖?。由于ADuM7234的輸入端與輸出端之間存在電流隔離，因此輸出端的DISABLE信號(hào)必須通過隔離器傳輸?shù)捷斎攵恕?ADuM3100是基于iCoupler 技術(shù)的數(shù)字隔離器。ADuM3100兼容3.3 V和5 V工作電壓。經(jīng)過濾波的12 V電源電壓驅(qū)動(dòng)線性調(diào)節(jié)器ADP1720 ，為ADuM3100的右側(cè)隔離端提供5 V (+5V_1)電壓，如圖2所示。

 

 

如果使用電感作為負(fù)載，當(dāng)施加恒定電壓時(shí)，流經(jīng)電感的電流將線性變化。電壓U為12 V，如果忽略導(dǎo)通電阻引起的MOSFET壓降，則以下方程式成立：

 

 

對(duì)于50 kHz、8%占空比PWM信號(hào)，使用4 μH Coilcraft功率電感(SER2014-402)作為負(fù)載時(shí)，負(fù)載電流波形如圖3所示。利用電流探頭測(cè)量電感電流。

 

對(duì)于12 V電源電壓和4 μH電感，方程式4預(yù)測(cè)斜率為3 A/μs。而實(shí)測(cè)斜率為2.8 A/μs，斜率下降的原因在于MOSFET導(dǎo)通電阻引起的壓降。

 

注意，電流斷開后的短時(shí)間內(nèi)，波形上會(huì)出現(xiàn)少量響鈴振蕩，其原因是電感負(fù)載與續(xù)流二極管和MOSFET的寄生電容之間發(fā)生諧振。

 

必須注意，電路中的電感電流不得超過其額定最大值。如果超過，電感就會(huì)飽和，電流將迅速提高，可能損壞電路和電源。本電路中使用的Coilcraft SER2014-402電感負(fù)載的額定飽和電流為25 A。

 

圖3. 4 μH負(fù)載下負(fù)載電流與PWM脈沖的關(guān)系