類似于 WCDMA 的線性調(diào)制方案能夠支持較高的數(shù)據(jù)速率，每個載波允許多個無線連接，但會造成載波信號較高的峰均比。與恒包絡調(diào)制不同(恒包絡調(diào)制中允許 PA (功率放大器)采用小尺寸)，目前應用中的放大器必須采用較大的散熱面積，以滿足鄰信道泄漏的要求。PA 效率的下降同樣需要 PA 占用較大的散熱面積，需要采用線性化技術(shù)以最小的 IM (互調(diào))實現(xiàn)最高效率。

 

眾所周知的線性化技術(shù)，例如：前饋(FFW)和數(shù)字預失真(DPD)，費用昂貴且需要相當大的空間。這就需要尋求一種元件數(shù)量少、易于操作的方法。

 

與 FFW 或 DPD 相比，MAX2009/MAX2010 模擬 RF 預失真器需要非常少的外部元件，易于調(diào)節(jié)，并且具有相當大的線性范圍。

 

MAX2009/MAX2010 依靠 RF 頻率下的 AM-AM 和 AM-PM 曲線校準提高 IM3 和 ACPR 性能。芯片內(nèi)部測量信號功率，并將相位和增益預失真為電流信號幅度的函數(shù)。盡管 AM-AM 和 AM-PM 校準采用無記憶電路，AB 類放大器仍然能夠從 Maxim®器件產(chǎn)生的負失真信號中獲益，顯著地改善系統(tǒng)性能。

 

與所有線性化技術(shù)一樣，采用好的信號削波算法能夠在 PA 之前降低信號的峰均比(沒有超過 EMV 限制)，有助于模擬預失真。MAX2009/MAX2010 配合適當?shù)男盘栂鞑ǚ桨改軌颢@得最佳性能。

 

預失真器原理

對于指定的正弦 RF 輸入，RF 頻率下放大器的壓縮失真通常類似于圖 1。預失真器對輸入信號進行失真處理，以抵消放大器造成的失真。結(jié)果得到凈線性傳輸函數(shù)。

 

圖 1. 幅值失真?zhèn)鬏敽瘮?shù)

 

相位失真操作幾乎相同。大多數(shù)放大器都傾向于隨著幅度的增大而增大輸入信號延時。這意味著輸出信號的相位隨幅度的增大而減小。預失真器的相位調(diào)整則相反，將延時作為幅度的函數(shù)，隨幅度增大而減小。最終形成一個固定延時的傳輸函數(shù)。

 

 

圖 2. 相位失真?zhèn)鬏敽瘮?shù)

 

上圖所示為 VIN/VOUT 瞬態(tài)特性。對于 RF 放大器來說，即使可能實現(xiàn)，也非常困難。對于一個無記憶系統(tǒng)，通過簡單繪制 AM-AM 和 AM-PM 曲線圖，可完全描述放大器的非線性特性。圖 3 所示為 AM-AM 和 AM-PM 曲線示例。輸入信號為單頻率，x 軸表示輸入功率，AM-AM 和 AM-PM 曲線分別表示增益的幅值和相位。注意，相位壓縮在幅度壓縮之前進行，這一點對于選擇正確的模擬預失真方法非常重要。

 

 

圖 3. AM-AM 和 AM-PM 曲線

 

任何實際使用的放大器都具有一定程度的非線性，這種非線性可通過泰勒級數(shù)展開，表示成非線性傳輸函數(shù)：

 

VOUT = K0 + K1VIN + K2VIN² + K3VIN³ + ... + KNVINN

 

偶次諧波遠離基波，其系數(shù)數(shù)值很小可忽略不計，諧波分量的幅值隨著諧波次數(shù)的增大而減小。所以，大多數(shù)情況下利用 3 次和 5 次諧波即可準確地描述實際的非線性放大器。根據(jù)所要求的線性度的不同，高階項在有些情況下可能非常重要。K3、K5、…等系數(shù)越大，放大器的非線性越嚴重，AM-AM 和 AM-PM 曲線偏離理想直線越遠。對于任何類型的放大器，預失真的目的都是盡可能改善系統(tǒng)的 AM-AM 和 AM-PM 曲線，從而將不希望的交調(diào)產(chǎn)物降至最小。

 

放大器預失真的準備工作

MAX2009/MAX2010 的典型功能是擴展相位和增益，以補償放大器的相位和增益壓縮。這個過程相當于線性映射，功率管壓縮曲線的每個點都對應于一個相位和增益修正值。實際應用中，放大器在一定程度上受記憶效應的影響。與其它半導體器件一樣，功率管特性隨溫度變化，由于功率放大器的效率受限，大多數(shù)功率被轉(zhuǎn)化為熱量。這種能量轉(zhuǎn)換對應于幾個不同的時間常數(shù)。整個放大器變熱需要幾分鐘，晶體管封裝變熱需要幾秒鐘，而一個 LDMOS 通道發(fā)熱的時間則是微秒級的¹。所以，若一個信號包絡的功率變化非?？欤?WCDMA，有效通道的溫度將不再保持恒定，而是隨調(diào)制信號變化。這就造成了記憶效應。若只是簡單重啟，由于放大器驅(qū)動從峰值向下變化時通道溫度較高，會造成在沿壓縮曲線向上和向下驅(qū)動時的表現(xiàn)不同。對于 CDMA 信號，這會影響到后面的多個數(shù)據(jù)芯片，意味著較大的 EVM 和互調(diào)產(chǎn)物。

 

管理記憶效應

可以用不同方式表示記憶效應(圖 4)。最直接的方法是使用自定義的 CDMA 編碼，使平均功率較低，并且兩個連續(xù)峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解調(diào)輸出信號顯示出不同幅度的峰值，則說明存在記憶效應。

 

 

圖 4. 記憶效應

 

一種常被用來識別放大器記憶效應的方法是測量輸出頻譜。不相等的 IM 邊帶說明放大器存在記憶效應(圖 5)。

 

 

圖 5. 放大器輸出頻譜說明存在記憶效應

 

無記憶模擬預失真器只能改善失真的非記憶部分，因此必須優(yōu)化放大器以達到最小的記憶效應。

 

造成記憶效應的原因有多個，并非所有原因都能夠由電路設計人員左右。雖然很難降低 LDMOS 通道的發(fā)熱，但對包括所有驅(qū)動器的有源器件進行適當散熱非常關(guān)鍵。

 

合理的電路設計能夠減輕記憶效應的影響。為了避免載波調(diào)制引起電源電壓變化，有必要在調(diào)制帶寬范圍內(nèi)對電源進行濾波。

 

優(yōu)化最大增益時，通常要將輸入偏置匹配優(yōu)化于高阻抗，但這對非線性柵極電容影響較大。輕微的匹配失諧雖然降低了零點幾分貝的放大器增益，但可顯著改善記憶效應。經(jīng)驗²表明：如果對放大器進行優(yōu)化，使其在超出信號帶寬的較寬頻率范圍內(nèi)保持平坦的傳輸特性，可有效降低記憶效應。當采用商用化 PA 測試板對 MAX2009 進行測試時，很難對測試板上的偏置電路進行改動。這時可讓測試板工作于一個非優(yōu)化頻率，或嘗試優(yōu)化在放大器工作帶寬的其它頻率。如果對于不同頻率，IM 邊帶形狀不同，則表明由于不合理的電路設計造成了記憶效應；如果 IM 的改善程度隨不同頻率而變化，則表明匹配電路設計不理想，還有很大的改進余地。

 

最后，驅(qū)動末級放大器的驅(qū)動器輸出阻抗也會帶來一定影響。如果采用了商業(yè)化驅(qū)動放大器的 EV (評估)板，評估板一般針對 50Ω負載進行優(yōu)化，實現(xiàn)較高增益和效率。但其輸出阻抗在所要求的頻率下一般并非“真正”的 50Ω。因此，最好利用網(wǎng)絡分析儀測量實際的驅(qū)動器輸出阻抗，采用并聯(lián)電容或電感重新匹配，將輸出阻抗的電抗分量優(yōu)化至最小。某些情況下，此舉能夠提高預失真器的 IM 改善程度。雖然基于設計經(jīng)驗，但該方法很有效。然而，多數(shù)情況下很難確定功放最后一級的輸入阻抗，因為實際測量中網(wǎng)絡分析儀要求的輸入功率過高。

 

AB 類放大器的預失真

目前，大多數(shù)使用非恒包絡調(diào)制的應用(例如：WCDMA)都采用 AB 類放大器。因為這類放大器的效率比 A 類放大器高，并可滿足線性要求。

 

圖 6、圖 7 和圖 8 所示為帶有 LDMOS 驅(qū)動放大器的 AB 類 LDMOS PA 的輸出頻譜，利用 MAX2009 模擬預失真降低 ACPR 以及 IM3。

 

 

圖 6. POUT = 19W (Motorola® MW41C2230 和 MRF21085)時的輸出頻譜

 

測量條件(測量配置如圖 9 所示)：

 

使用 3.84Mcps (3GPP)的雙載波 WCDMA 信號

 

PB_IN* = 1.46V

PF_S1/2* = 4.1V

PD_CS1* = 5V

PD_CS2* = 0V

 

*不同控制電壓的說明請參考 MAX2009/MAX2010 數(shù)據(jù)資料。

 

 

圖 7. POUT = 38W (Motorola MW41C2230 和 MRF5P21180)時的輸出頻譜

 

測量條件(測量配置如圖 9 所示)：

 

使用 3.84Mcps (3GPP)的雙載波 WCDMA 信號

 

PB_IN = 1.52V

PF_S1/2 = 4.9V

PD_CS1 = 0V

PD_CS2 = 0V

 

 

圖 8. POUT = 19W (Motorola 21085)時的單載波輸出頻譜

 

測量條件(測量配置如圖 9 所示)：

 

使用 3.84Mcps (3GPP)的單載波 WCDMA 信號

 

PB_IN = 1.6V

PF_S1/2 = 5.0V

PD_CS1 = 5V

PD_CS2 = 0V

 

 

圖 9 所示為實驗中使用的典型測量配置。

 

圖 9. 典型測量配置，請注意 ACPR 不包括 MAX2009 的失真，該失真可通過將 PB_IN 設置為 5V 使其最小。

 

如何正確調(diào)節(jié) MAX2009/MAX2010

本文介紹的調(diào)節(jié) MAX2009/MAX2010 的方法并不是唯一可行的方式，但實踐證明該方法速度非?？欤夷軌蜻_到最佳結(jié)果。

 

第 1 步：將預失真器插入通道。相位部分，8dBm 至 12dBm 平均輸入功率，峰均比達到 10dB。僅連接相位部分，設置 PB_IN = 5V，關(guān)閉相位擴展。調(diào)節(jié)預失真器之后的增益 / 衰減，使 PA 具有正確的輸出功率。

 

第 2 步：測量注入主 PA 的 ACPR。它應該比預失真器預計達到的目標 ACPR 至少高 3dB。

 

第 3 步：在標稱斜率(PD_CS1 = 0V；PD_CS2 = 5V；PF_S1 = 5V)下，緩慢地向下調(diào)節(jié) PB_IN。將頻譜分析儀設置為快速掃描和低平均速率(均值 = 4)。降低 PB_IN 會加大預失真器產(chǎn)生的失真。調(diào)節(jié) PB_IN 以獲得最優(yōu)性能。如果沒有看到性能改善，則將 PB_IN 維持在性能開始劣化的位置。

 

如果沒有找到性能開始劣化或改善的 PB_IN，則說明預失真器的平均輸入功率太低，預失真器不能產(chǎn)生足夠高的失真。如果 PB_IN = 5V 時 ACPR 下降，則說明預失真器的平均輸入功率太高。

 

第 4 步：微調(diào) PF_S1 和 PB_IN 以獲得最佳性能。PF_S1 偏置變?nèi)荻O管并可能超過 5V。調(diào)節(jié)控制，使上邊帶和下邊帶獲得均等的 IM3/ACPR 性能。

 

如果在 PF_S1 > 5V 時獲得最佳性能，將 PD_CS2 改為 0V，使最優(yōu) PF_S1 電壓在 5V 范圍內(nèi)。

 

如果在 PF_S1 < 0.5V 時獲得最佳性能，將 PD_CS1 改為 5V，使最優(yōu) PF_S1 電壓大于 0.5V。因為 RF 信號會使變?nèi)荻O管導通，所以較低的 PF_S1 電壓不可取，會大幅降低性能。

 

第 5 步：調(diào)節(jié) PA 的直流偏置電壓進一步改善性能和效率。偏置電壓的改變會改變下邊帶 / 上邊帶功率之差和相位之差。這是獲得最佳性能的重要一步。

 

第 6 步：重復第 4 步和第 5 步，直到無法進一步改善性能為止。

 

相位部分具有一些與輸入功率相關(guān)的寄生增益擴展。這種寄生效應可能有益，并且能夠提供更多改善。一旦找到了初始配置的最佳調(diào)節(jié)，則用不同的平均輸入功率進行實驗，查看是否可獲得進一步的改善。但是，必須謹慎操作，確保平均輸入功率的改變不會降低所有前置驅(qū)動產(chǎn)生的 ACPR/IM3。

 

放大器的自熱會影響性能，須確保溫度穩(wěn)定后調(diào)節(jié)放大器。

 

如果沒有獲得改善或只是確認預失真的結(jié)果，則應測量放大器的壓縮效應。由于連續(xù)兩個測量點之間增益掃描時間過長，不能使用網(wǎng)絡分析儀進行測量。對于如此緩慢的測量，放大器有足夠的時間適應新的功率電平。實際上，由于調(diào)制包絡的原因，功率電平變化很快。若要描述實際工作條件下的放大器，必須通過使用激勵信號測量失真，該激勵信號呈現(xiàn)出與相應的調(diào)制方案相同的峰均比和帶寬。Rohde & Schwarz³提供的 AMPTUNE 軟件工具包能夠?qū)嶋H工作條件下 PA 的壓縮特性進行測量。

 

圖 10 所示為 180W LDMOS 晶體管在采用 MAX2009 預失真器進行預失真前后的 AM-PM 特性(38W 輸出功率)。本例為 WCDMA 系統(tǒng)，利用一個峰均比為 10dB 的 5MHz 帶寬噪聲信號作為激勵。

 

 

圖 10. 用 AMPTUNE 軟件³進行相位壓縮測量

 

注意，該軟件程序顯示了壓縮曲線以及計算擴展，這是對放大器進行線性化所必需的。

 

MAX2009/MAX2010 的其它應用示例

MAX2009/MAX2010 將相位和增益作為信號幅值的一個函數(shù)進行擴展，從而補償放大器的壓縮效應。并非必須在系統(tǒng)的最終頻率處進行優(yōu)化，也可以在 IF 級完成。這種方法將 MAX2009/MAX2010 的應用范圍從 0.1GHz 擴展至 2.5GHz，適用于其它應用，例如衛(wèi)星通信(圖 11)。

 

 

圖 11. 利用 MAX2009/MAX2010 在 IF 級進行預失真