圖 1—降壓同步開關(guān)穩(wěn)壓器原理圖

 

DC/DC 開關(guān)電源因其高效率而廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代許多電子系統(tǒng)中。例如，同時擁有一個高側(cè) FET和低側(cè) FET 的降壓同步開關(guān)穩(wěn)壓器，如圖 1 所示。這兩個 FET 會根據(jù)控制器設(shè)置的占空比進(jìn)行開關(guān)操作，旨在達(dá)到理想的輸出電壓。降壓穩(wěn)壓器的占空比方程式如下：

 

1) 占空比 (高側(cè)FET,上管) = Vout/(Vin*效率)

 

2) 占空比 (低側(cè)FET，下管) = 1 – DC (高側(cè)FET)

 

FET 可能會集成到與控制器一樣的同一塊芯片中，從而實(shí)現(xiàn)一種最為簡單的解決方案。但是，為了提供高電流能力及（或）達(dá)到更高效率，F(xiàn)ET 需要始終為控制器的外部元件。這樣便可以實(shí)現(xiàn)最大散熱能力，因?yàn)樗孎ET物理隔離于控制器，并且擁有最大的 FET 選擇靈活性。它的缺點(diǎn)是 FET 選擇過程更加復(fù)雜，原因是要考慮的因素有很多。

 

一個常見問題是“為什么不讓這種 10A FET 也用于我的 10A 設(shè)計(jì)呢？”答案是這種 10A 額定電流并非適用于所有設(shè)計(jì)。

 

選擇 FET 時需要考慮的因素包括額定電壓、環(huán)境溫度、開關(guān)頻率、控制器驅(qū)動能力和散熱組件面積。關(guān)鍵問題是，如果功耗過高且散熱不足，則 FET 可能會過熱起火。我們可以利用封裝/散熱組件 ThetaJA 或者熱敏電阻、FET 功耗和環(huán)境溫度估算某個 FET 的結(jié)溫，具體方法如下：

 

3) Tj = ThetaJA * FET 功耗（PdissFET） + 環(huán)境溫度（Tambient）

 

它要求計(jì)算 FET 的功耗。這種功耗可以分成兩個主要部分：AC 和 DC 損耗。這些損耗可以通過下列方程式計(jì)算得到：

 

4) AC損耗: AC 功耗（PswAC） = ½ * Vds * Ids * (trise + tfall)/Tsw

 

其中，Vds 為高側(cè) FET 的輸入電壓，Ids 為負(fù)載電流，trise 和 tfall 為 FET 的升時間和降時間，而Tsw 為控制器的開關(guān)時間（1/開關(guān)頻率）。

 

5) DC 損耗: PswDC = RdsOn * Iout * Iout * 占空比

 

其中，RdsOn 為 FET 的導(dǎo)通電阻，而 Iout 為降壓拓?fù)涞呢?fù)載電流。

 

其他損耗形成的原因還包括輸出寄生電容、門損耗，以及低側(cè) FET 空載時間期間導(dǎo)電帶來的體二極管損耗，但在本文中我們將主要討論 AC 和 DC 損耗。

 

開關(guān)電壓和電流均為非零時，AC 開關(guān)損耗出現(xiàn)在開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷之間的過渡期間。圖 2 中高亮部分顯示了這種情況。根據(jù)方程式 4），降低這種損耗的一種方法是縮短開關(guān)的升時間和降時間。通過選擇一個更低柵極電荷的 FET，可以達(dá)到這個目標(biāo)。另一個因數(shù)是開關(guān)頻率。開關(guān)頻率越高，圖 3 所示升降過渡區(qū)域所花費(fèi)的開關(guān)時間百分比就越大。因此，更高頻率就意味著更大的AC開關(guān)損耗。所以，降低 AC 損耗的另一種方法便是降低開關(guān)頻率，但這要求更大且通常也更昂貴的電感來確保峰值開關(guān)電流不超出規(guī)范。

 

圖 2—AC 損耗圖

 

圖 3—開關(guān)頻率對 AC 損耗的影響

 

開關(guān)處在導(dǎo)通狀態(tài)下出現(xiàn) DC 損耗，其原因是 FET 的導(dǎo)通電阻。這是一種十分簡單的 I2R 損耗形成機(jī)制，如圖 4 所示。但是，導(dǎo)通電阻會隨 FET 結(jié)溫而變化，這便使得這種情況更加復(fù)雜。所以，使用方程式 3）、4）和 5）準(zhǔn)確計(jì)算導(dǎo)通電阻時，就必須使用迭代方法，并要考慮到 FET 的溫升。降低 DC 損耗最簡單的一種方法是選擇一個低導(dǎo)通電阻的 FET。另外，DC 損耗大小同F(xiàn)ET 的百分比導(dǎo)通時間成正比例關(guān)系，其為高側(cè) FET控制器占空比加上 1 減去低側(cè) FET 占空比，如前所述。由圖 5 我們可以知道，更長的導(dǎo)通時間就意味著更大的DC 開關(guān)損耗，因此，可以通過減小導(dǎo)通時間/FET 占空比來降低 DC 損耗。例如，如果使用了一個中間 DC 電壓軌，并且可以修改輸入電壓的情況下，設(shè)計(jì)人員或許就可以修改占空比。

 

圖 4—DC 損耗圖

 

圖 5—占空比對 DC 損耗的影響

 

盡管選擇一個低柵極電荷和低導(dǎo)通電阻的 FET 是一種簡單的解決方案，但是需要在這兩種參數(shù)之間做一些折中和平衡。低柵極電荷通常意味著更小的柵極面積/更少的并聯(lián)晶體管，以及由此帶來的高導(dǎo)通電阻。另一方面，使用更大/更多并聯(lián)晶體管一般會導(dǎo)致低導(dǎo)通電阻，從而產(chǎn)生更多的柵極電荷。這意味著，F(xiàn)ET 選擇必須平衡這兩種相互沖突的規(guī)范。另外，還必須考慮成本因素。

 

低占空比設(shè)計(jì)意味著高輸入電壓，對這些設(shè)計(jì)而言，高側(cè) FET 大多時候均為關(guān)斷，因此 DC 損耗較低。但是，高 FET 電壓帶來高 AC 損耗，所以可以選擇低柵極電荷的 FET，即使導(dǎo)通電阻較高。低側(cè) FET 大多數(shù)時候均為導(dǎo)通狀態(tài)，但是 AC 損耗卻最小。這是因?yàn)?，?dǎo)通/關(guān)斷期間低側(cè) FET 的電壓因 FET 體二極管而非常地低。因此，需要選擇一個低導(dǎo)通電阻的 FET，并且柵極電荷可以很高。圖 7 顯示了上述情況。

 

圖 7—低占空比設(shè)計(jì)的高側(cè)和低側(cè) FET 功耗

 

如果我們降低輸入電壓，則我們可以得到一個高占空比設(shè)計(jì)，其高側(cè) FET 大多數(shù)時候均為導(dǎo)通狀態(tài)，如圖 8 所示。這種情況下，DC 損耗較高，要求低導(dǎo)通電阻。根據(jù)不同的輸入電壓，AC 損耗可能并不像低側(cè) FET 時那樣重要，但還是沒有低側(cè) FET 那樣低。因此，仍然要求適當(dāng)?shù)牡蜄艠O電荷。這要求在低導(dǎo)通電阻和低柵極電荷之間做出妥協(xié)。就低側(cè) FET 而言，導(dǎo)通時間最短，且 AC 損耗較低，因此我們可以按照價格或者體積而非導(dǎo)通電阻和柵極電荷原則，選擇正確的 FET。

 

圖 8—高占空比設(shè)計(jì)的高側(cè)和低側(cè) FET 功耗

 

假設(shè)一個負(fù)載點(diǎn) (POL) 穩(wěn)壓器時我們可以規(guī)定某個中間電壓軌的額定輸入電壓，那么最佳解決方案是什么呢，是高輸入電壓/低占空比，還是低輸入電壓/高占空比呢？使用不同輸入電壓對占空比進(jìn)行調(diào)制，同時查看 FET功耗情況。

 

圖 9 中，高側(cè) FET 反應(yīng)曲線圖表明，占空比從 25% 增至 40% 時 AC 損耗明顯降低，而DC 損耗卻線性增加。因此，35% 左右的占空比，應(yīng)為選擇電容和導(dǎo)通電阻平衡FET的理想值。不斷降低輸入電壓并提高占空比，可以得到最低的AC 損耗和最高的 DC 損耗，就此而言，我們可以使用一個低導(dǎo)通電阻的 FET，并折中選擇高柵極電荷。如低側(cè) FET 圖 10 所示，控制器占空比由低升高時 DC 損耗線性降低（低側(cè) FET 導(dǎo)通時間更短），高控制器占空比時損耗最小。整個電路板的AC 損耗都很低，因此任何情況下都應(yīng)選擇使用低導(dǎo)通電阻的 FET。

 

圖 9—高側(cè)FET 損耗與占空比的關(guān)系

 

圖 10—低側(cè) FET 損耗與控制器占空比的關(guān)系。

 

請注意：低側(cè) FET 占空比為 1-控制器占空比，因此低側(cè) FET 導(dǎo)通時間隨控制器占空比增加而縮短

 

圖 11 顯示了我們將高側(cè)和低側(cè)損耗組合到一起時總效率的變化情況。我們可以看到，這種情況下，高占空比時組合 FET 損耗最低，并且效率最高。效率從 94.5% 升高至 96.5%。不幸的是，為了獲得低輸入電壓，我們必須降低中間電壓軌電源的電壓，使其占空比增加，原因是它通過一個固定輸入電源供電。因此，這樣可能會抵消在 POL 獲得的部分或者全部增益。另一種方法是不使用中間軌，而是直接從輸入電源到 POL 穩(wěn)壓器，目的是降低穩(wěn)壓器數(shù)。這時，占空比較低，我們必須小心地選擇 FET。

 

圖 11—總損耗與效率和占空比的關(guān)系

 

在有多個輸出電壓和電流要求的電源系統(tǒng)中，情況會更加復(fù)雜。對比不同 POL 穩(wěn)壓器占空比的效率、成本和體積。圖 12 顯示了一個系統(tǒng)，其輸入電壓為 28V，共有 8 個負(fù)載，4 個不同電壓，范圍為 3.3V 到 1.25V。共有 3 種對比方法：1）無中間軌，直接通過輸入電源提供 28V 電壓，以實(shí)現(xiàn) POL 穩(wěn)壓器的低占空比；2）使用 12V 中間軌，POL穩(wěn)壓器中等占空比；3）使用 5V 中間軌，高 POL 穩(wěn)壓器占空比。圖 13 和表 1 顯示了對比結(jié)果。這種情況下，無中間軌電源的構(gòu)架實(shí)現(xiàn)了最低成本，12V中間軌電壓的構(gòu)架獲得了最高效率，而 5V 中間軌電壓構(gòu)架則實(shí)現(xiàn)了最小體積。因此，我們可以看到，對于這種大型系統(tǒng)而言，單POL電源情況下我們所看到的這些參數(shù)均沒有明顯的趨向。這是因?yàn)椋褂枚鄠€穩(wěn)壓器時，除中間軌穩(wěn)壓器本身以外，每個穩(wěn)壓器都有其不同的負(fù)載電流和電壓要求，而這些需求可能會相互沖突。研究這種情況的最佳方法是使用如 WEBENCH 電源設(shè)計(jì)師等工具，對不同的選項(xiàng)進(jìn)行評估

 

圖 12—輸入、中間軌、負(fù)載點(diǎn) (POL) 電源和負(fù)載的電源系統(tǒng)

 

中間軌電壓的不同選擇為 28V（直接使用輸入電源）、12V 和 5V。這會帶來不同的 POL 穩(wěn)壓器占空比。

 

圖 13 電源設(shè)計(jì)曲線圖

 

其表明中間軌電壓對電源系統(tǒng)效率、體積和成本的影響。

 

 

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