這種功率和溫度限制是很重要的，典型的數據手冊中都有描述，如圖1所示。圖中所示為一款8引腳SOIC器件AD8017AR。

 

圖1：AD8017AR(ADI散熱增強型SOIC封裝

 

與這些聲明相關的是一些工作條件，比如器件功耗、印刷電路板(PCB)的封裝安裝細則等。對于AD8017AR，其在25°C的環(huán)境溫度下的額定功耗為1.3W。其假設是8引腳SOIC封裝配合的是一塊雙層PCB板，以大約4 in2  (~2500 mm2 )的2盎司銅實現散熱。下面將預測該器件在其他條件下的安全工作情況。

 

散熱設計基礎   

 

一般用符號θ來表示熱阻。熱阻的單位為°C/W。除非另有說明，熱阻指熱量在從熱IC結點傳導至環(huán)境空氣時遇到的阻力。也可更具體地表示為θJA，即結至環(huán)境熱阻。θJC和θCA是θ的兩種其他形式，詳見下文。

 

一般地，熱阻θ等于100°C/W的器件在1W功耗下將表現出100°C的溫差，該值在兩個參照點之間測得。請注意，這是一種線性關系，因此，在該器件中，1W的功耗將產生100°C的 溫差(如此等等，不一而足)。對于AD8017AR，θ約為95°C/W，因此，1.3W的功耗將產生大約124°C結至環(huán)境溫差。當然，預測內部溫度時使用的正是這種溫度的上升，其目的是判斷設計的熱可靠性。當環(huán)境溫度為25°C時，允許約150°C的內部結溫。實際上，多數環(huán)境溫度都在25°C以上，因此，可以處理的功耗會稍低。

 

對于任意功耗P(單位：W)，都可以用以下等式來計算有效溫差(ΔT)(單位：°C)：

 

 

其中，θ為總適用熱阻。圖2總結了一些基本的熱關系。

 

圖2：基本熱關系  

 

請注意，串行熱阻(如右側的兩個熱阻)模擬的是一個器件可能遇到的總熱阻路徑。因此，在計算時，總θ為兩個熱阻之和，即θJA=θJC+θCA。給定環(huán)境溫度TA、P和θ，即可算出TJ。根據圖中所示關系，要維持一個低的TJ，必須使θ或功耗(或者二者同時)較低。低ΔT是延長半導體壽命的關鍵，因為，低ΔT可以降低最大結溫。

 

在IC中，一個溫度參照點始終是器件的一個節(jié)點，即工作于給定封裝中的芯片內部最熱的點。其他相關參照點為TC(器件)或TA(周圍空氣)。結果又引出了前面提到的各個熱阻，即θJC和θJA。

 

先來看看最簡單的情況，θJA為在給定器件的結與環(huán)境空氣之間測得的熱阻。該熱阻通常適用于小型、功耗相對較低的IC(如運算放大器)，其功耗往往為1W或以下。一般而言，對于8引腳DIP塑封或者更優(yōu)秀的SOIC封裝，運算放大器以及其他小型器件的典型θJA值處于90-100°C/W水平。 

 

需要明確的是，這些熱阻在很大程度上取決于封裝，因為不同的材料擁有不同水平的導熱性。一般而言，導體的熱阻類似于電阻，銅最好，其次是鋁、鋼等。因此，銅引腳架構封裝具有最高的性能，即最低的θ。

 

散  熱

 

根據定義，散熱器是附加于IC之上的一種額外低熱阻器件，其作用是輔助散熱。散熱器具有自己的熱阻，表示為θCA，單位為°C/W。然而，當今的多數運算放大器在安裝散熱器時相當麻煩(較老的TO-99金屬帽殼型封裝除外)。考慮了散熱器安裝的器件具有明顯的特征，其θJC遠低于θJA。這種情況下，θ將由一個以上的組分構成。熱阻采用加法即可，結果使凈值計算變得相對簡單。例如，在給定相關θJC時，要計算凈θJA，只需將散熱器的熱阻θCA或者殼到環(huán)境熱阻與θJC相加即可：

 

 

結果得到針對具體環(huán)境的θJA。 

 

然而更廣泛地講，現代IC并不使用市場上有售的散熱器。相反，在需要消耗大量功率時(比如≥1W)，以低熱阻銅PCB走線作為散熱器。在這種情況下，制造商提供的對散熱最有用的加工數據是示例PCB布局的邊界條件以及這些條件下產生的θJA。如前所述，這是針對 AD8017AR提供的具體信息。通過這種方式，展示此類條件下熱關系的示例數據如圖3所示。這些數據適用于裝有一個散熱器的AD8017AR，該散熱器的面積約為4平方英寸，采用一塊雙層2盎司銅PCB板。

 

圖3：AD8017AR運算放大器的熱額定曲線   

 

這些曲線展示的是AD8017在最大結溫150°C和125°C下的最大功耗與溫度特性之間的關系。這種曲線通常稱為減額曲線，因為，容許功耗隨環(huán)境溫度而下降。

 

AD8017AR采用的是ADI專有的散熱增強型(Termal Coastline)IC封裝，在不增加SO-8封裝尺寸的情況下允許消耗更多的功率。對于150°C的TJ(max)，上部曲線顯示的是該封裝的容許功耗，在25°C的環(huán)境溫度下為1.3W。如果使用更保守的125°CTJ(max)，則適用兩條曲線中的下部曲線。

 

圖4展示了8引腳標準SOIC封裝與ADI散熱增強型封裝的性能比較結果。請注意，散熱增強型封裝在25°C下的容許功耗為1.3W，而標準封裝僅為0.8W。在散熱增強型封裝中，熱傳導增強了，這正是封裝θJA較低的原因所在。

 

圖4：標準(下)和ADI散熱增強型(上)8引腳SOIC封裝的熱額定曲線 

 

甚至可以支持更高的功耗，因為使用IC封裝后，可以增進從芯片到PCB板的熱傳導。其中一個示例是AD8016ADSL線路驅動器件，該器件提供兩種封裝選項，25°C下的額定功耗分別為5.5W和3.5W，如圖5所示。

 

圖5：AD8016 BATWING(下)和PSOP3(上封裝的熱特性曲線(其中，TJ(Max)=125°C)

 

以額定功耗較高的AD8016ARP PSOP3封裝為例，當搭配一個10in2、1盎司散熱層時，該組合可以在70°C的環(huán)境溫度下處理最高3W的功耗，如圖中的上部曲線所示。這相當于18°C/W的θJA，這種情況下，該值適用于125°C的最大結溫。

 

PSOP3版的AD8016之所以具有如此出色的功耗處理能力是因為采用了一塊大面積銅片。在內部，IC芯片直接置于銅片上，底部表面裸露情況如圖6所示。其目的是將該表面直接焊接到PCB板上的一個銅層上，從而擴大散熱面。

 

圖6：AD8016 20引腳PSOP3封裝的底視輔助散熱銅片(中心的灰色區(qū)域)

 

AD8016的兩種封裝選項均有靜止空氣和流動空氣兩種特性，但是，上面給出的熱數據適用于不使用定向氣流的情況。因此，增加氣流會進一步降低熱阻(見參考文獻2)。

 

為了設計出可靠的低熱阻運算放大器，以下列出幾條設計注意事項?？筛鶕嶋H情況，考慮所有要點。

 

1. 對于PCB散熱器，要使用面積盡量大的銅片，以“效益遞減”點為度。

2. 與1相結合，要使用多個(外部)PCB層，用多個過孔連接起來。

3. 根據實際情況盡量使用質量較重的銅(最好是2盎司或以上)。 

4. 在系統中提供充足的天然通風出入口，以便熱能從熱的PCB表面自由散開。 

5. 使功耗消散PCB層垂直朝向，促進散熱器區(qū)域的氣流對流。 

6. 針對精密運算放大器應用，考慮使用外部功率緩沖級。 

7. 對于需要在有限空間下耗散數瓦特的情況，考慮使用強制通風方法。

8. 不要在散熱走線上覆蓋阻焊層。

9. 不要在供電IC上使用過大的電源電壓。

 

多數情況下，以上各項都是顯而易見的。然而，第9項卻需要稍加說明。每當應用只需要適中的電壓擺幅時(如標準視頻、2Vp-p)，通?？梢允褂脤掚娫措妷悍秶?。但是，如圖7中的數據所表明的那樣，在較高的電源電壓下，運算放大器驅動器的運行會產生較大的IC功耗，即使負載功率恒定不變亦是如此。

 

圖7：視頻運算放大器驅動器在各種電源電壓、低電壓輸出擺幅下的功耗 

 

在這種情況下，只要應用的失真性能不惡化，就應該為IC提供較低的電壓，如±5V而非±15V。以上示例數據是以直流為基礎計算所得，與正弦波或噪聲類波形(如DMT信號)相比，直流會增加驅動器的功耗(見參考文獻2)。一般原則仍然適用于這些交流波形，換言之，當負載電流高、電壓低時，運算放大器的功耗就高。

 

雖然上述AD8016和AD8017兩款散熱增強型封裝有較大的機會處理高功耗，但日益流行的小型IC封裝實際上卻朝著相反的方向發(fā)展。毫無疑問，當今的小型封裝確實會犧牲較大散熱性能。但是必須了解的是，這是為了縮小運算放大器封裝的尺寸，最終是為提高整個系統的PCB板密度。

 

這幾點反映在AD8057和AD8058系列單通道和雙通道運算放大器的熱額定值中，如圖8所示。AD8057和AD8058運算放大器提供三種不同的封裝，分別為SOT-23-5、8引腳μSOIC以及標準SOIC封裝。

 

Figure 8: Comparative Thermal Performance for Several AD8057/58 Op Amp  Package Options

 

如數據所示，隨著封裝尺寸的縮小，能夠消散的功率也會顯著減少。對于此類微型封裝來 說，由于引腳架構是唯一的散熱通道，因而其熱性能會下降。上述封裝的θJA分別為240°C/W、200°C/W和160°C/W。請注意，這是封裝限制，而非器件限制。采用相同封裝的其他IC具有類似特性。

 

數據轉換器散熱考慮  

 

表面上看，我們可能會假定，ADC或DAC的功耗在既定電源電壓會保持不變。然而，許多數據轉換器(尤其是CMOS類)的功耗高度依賴于輸出數據負載和采樣時鐘頻率。由于許多新型高速轉換器在最差工作條件下可能消耗最多1.5W至2W的功率，因此，我們必須清楚地了解這一點，以確保安裝封裝時，使最高預期工作溫度下的結溫保持于可接受限值之內。

 

指南MT-031談到接地強調稱，高性能ADC(尤其是帶有并行輸出者)的數字輸出的負載不宜過大(5-10pF)，以防止數字瞬變電流導致SNR和SFDR下降。然而，即使在小輸出負載下，多數CMOS和BiCMOS ADC的功耗也仍然是采樣時鐘頻率的函數，有時則為模擬輸入頻率和幅度的函數。

 

例如，圖9展示了AD9245 14位、80MSPS、3 VCMOS ADC在數據線路的模擬輸入為2.5MHz且輸出負載為5pF時，功耗與頻率之間的關系。圖中分別展示了數字和模擬電源電流以及總功耗。請注意，當采樣頻率在10MSPS與80MSPS之間變化時，總功耗可能在310mW至380mW范圍內變化。

 

圖9：AD9245 14位、80 MSPS、3 V CMOS ADC 功耗與采樣速率的關系(輸入為2.5 MHz；輸出負載為5 pF)

 

AD9245采用32引腳無鉛芯片級封裝，如圖10所示。封裝的底視圖顯示的是裸露的焊盤，該焊盤應焊接到PC板的接地層以獲得最佳的熱傳導效果。最差情況封裝結至環(huán)境熱阻θJA的額定值為32.5°C/W當功耗為380mW時，結溫將比環(huán)境溫度高32.5°C×0.38=12.3°C。當最高工作溫度為+85°C時，結溫為85°C+12.3°C=97.3°C。

 

圖10：AD9245 CP-32引腳架構芯片級封裝(LFCSP)

 

AD9430是一款高性能12位、170/210MSPS 3.3V BiCMOS ADC。有兩種輸出模式可用：雙通道105MSPS解復用CMOS輸出和210MSPS LVDS輸出。功耗為采樣頻率的函數，如圖11所示。其中展示了CMOS和LVDS模式下當模擬輸入頻率為10.3MHz時的模擬和數字電源電流。請注意，在LVDS模式下，當采樣頻率為210MSPS時，總電源電流約為455mA——總功耗為1.5W。

 

圖11：AD9430 12位170 /210 MSPS ADC電源電流與采樣速率的關系(輸入頻率為10.3 MHz

 

AD9430采用100引腳薄型塑封四方扁平封裝，帶一個裸露焊盤(TQFP/EP)，如圖12所示。 導電焊盤與芯片接地面相連，應焊接到PC板接地層。當焊接到接地層時，該封裝在靜止空氣中的θJA為25°C/W。結果，當功耗為1.5W時，結溫將比環(huán)境溫度高25°C×1.5=37.5°C。當最高工作溫度為+85°C時，結溫為85°C+37.5℃=122.5℃。

 

圖12：AD9430 100引腳e-PAD TQFP 

 

AD6645是一款高性能14位、80/105MSPS ADC，采用高速互補雙極性工藝(XFCB)制成， 具有較高的SFDR(89dBc)和SNR(75dB)。盡管其功耗(為采樣頻率的函數)變化不大，該器件的最大功耗為1.75W。采用的是散熱增強型52引腳PowerQuad 4®封裝，帶一個裸露焊盤，如圖13所示。

 

圖13：AD6645 52引腳Power-Quad 4 (LQFP_ED) (SQ-52) 散熱增強型封裝(底視圖)

 

建議把裸露的中央散熱器焊接到PC板接地層上，以使封裝在靜止空氣中的θJA減至 23°C/W。對于1.75W的功耗，結溫將比環(huán)境溫度高23°C×1.75=40.3°C。當最高工作溫度 為+85°C，結溫為85°C+40.3°C=125.3°C。可以用200LFPM的氣流使封裝的熱阻降至17°C/W，從而使結溫降至比環(huán)境溫度高30°C的水平。換言之，對于+85°C的工作環(huán)境溫度，結溫為115°C。

 

高速CMOS DAC(如TxDAC®系列)和DDS IC(如AD985x系列)的功耗同樣取決于時鐘速率。例如，對于AD9777 16位、160MSPS雙通道插值DAC，其功耗為時鐘速率、輸出頻率以及PLL和調制功能使能這三個因素的函數。采用3.3V電源時，其功耗范圍為380mW(fDAC=100MSPS，fOUT=1MHz，無插值，無調制)至1.75W(fDAC=400MSPS，fDATA= 50MHz，fs/2調制，PLL使能)。系列中的這些器件以及類似器件同時提供散熱增強型封裝，搭載一個需要焊接到PC板接地層的裸露焊盤。

 

總 結

 

本文討論了運算放大器和數據轉換器的散熱應用問題，但并未涉及夾式(或螺栓式)散熱器這種經典散熱技術。也未涉及強制通風冷卻方法，該方法一般用于需要處理數十瓦特功耗的情況。略去這些內容的主要原因在于，它們并不適用于當今的運算放大器和數據轉換器封裝。

 

 

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