要做到這一點，我們要從通信系統(tǒng)接收鏈中的IF級濾波器開 始。我們將介紹基本濾波器的一些重要規(guī)格概念、幾類常用濾 波器的響應、切比雪夫1型濾波器應用，以及如何從單端濾波器 設(shè)計開始，然后將其轉(zhuǎn)化為差分濾波器設(shè)計。我們還將考察一 個差分濾波器設(shè)計示例，并討論有關(guān)如何優(yōu)化差分電路PCB設(shè)計的若干要點。

 

 

用戶利用差分電路可以達到比利用單端電路更高的信號幅度。 在相同電源電壓下，差分信號可提供兩倍于單端信號的幅度。 它還能提供更好的線性度和SNR性能。

 

圖1. 差分輸出振幅

 

差分電路對外部EMI和附近信號的串擾具有很好的抗擾性。這是 因為接收的有用信號電壓加倍，噪聲對緊密耦合走線的影響在 理論上是相同的，它們彼此抵消。

 

差分信號產(chǎn)生的EMI往往也較低。這是因為信號電平的變化(dV/ dt或dI/dt)產(chǎn)生相反的磁場，再次相互抵消。

 

差分信號可抑制偶數(shù)階諧波。以下展示了連續(xù)波(CW)通過一個 增益模塊的示例。當使用一個單端放大器時，如圖2所示，輸出 可表示為公式1和公式2。

 

圖2. 單端放大器

 

 

當使用一個差分放大器時，輸入和輸出如圖3所示，表示為公式 3、公式4、公式5和公式6。

 

圖3. 差分放大器
 

 

理想情況下，輸出沒有任何偶數(shù)階諧波，使得差分電路成為通信系統(tǒng)一個更好的選擇。

 

濾波器規(guī)格截止頻率、轉(zhuǎn)折頻率或拐點頻率是系統(tǒng)頻率響應的邊界，此時流經(jīng)系統(tǒng)的能量開始減少(衰減或反射)，而不是自由通過。

 

圖4. 3 dB截止頻率點

 

帶內(nèi)紋波指通帶內(nèi)插入損耗的波動。

 

圖5. 帶內(nèi)紋波

 

相位線性度指相移與目標頻率范圍內(nèi)的頻率成比例的程度。

 

圖6. 相位線性度

 

群延時衡量一個穿過受測器件的信號的各種正弦成分幅度包絡(luò)的時間延遲，它與各成分的頻率相關(guān)。

 

圖7. 群延時

 

 

表1. 濾波器比較

圖8. 巴特沃茲濾波器S21響應
 

圖9. 橢圓濾波器S21響應

 

圖10. 貝塞爾濾波器S21響應。

 

圖11. 切比雪夫I型濾波器S21響應

 

圖12. 切比雪夫II型濾波器S21響應

 

通信接收鏈中的IF濾波器基本上是低通濾波器或帶通濾波器。它用于抑制混疊信號以及有源器件產(chǎn)生的雜散。這些雜散包括諧波和IMD產(chǎn)物等。利用該濾波器，接收鏈可提供高SNR的信號供ADC分析。

 

切比雪夫I型濾波器具有良好的帶內(nèi)平坦度，阻帶內(nèi)滾降迅速且無均衡紋波響應，因而選擇它作為拓撲結(jié)構(gòu)。

由于接收機IF濾波器用于抑制雜散和混疊信號，因此阻帶滾降越快越好。但更快的滾降意味著要使用更高階器件。一般不推薦采用很高階的濾波器，原因如下：

 

在設(shè)計和調(diào)試階段調(diào)諧困難。

 

量產(chǎn)困難：電容間和電感間存在差異，會造成每塊PCB板上的濾波器難以具有相同的響應。

 

PCB尺寸較大。

 

一般使用七階或更低階的濾波器。同時，當器件的階數(shù)相同時，若能承受更大的帶內(nèi)紋波，則可以選用更快的阻帶滾降。

 

然后所需的響應通過指定選定頻率點需要的衰減來定義。

 

為了確定通帶中的最大紋波量，應使該規(guī)格等于系統(tǒng)要求的最大限值。這樣有助于獲得更快的阻帶滾降。

 

使用濾波器軟件，如MathCad,® MATLAB,® 或ADS來設(shè)計單端低通濾波器。

 

或者手動設(shè)計濾波器。Chris Bowick的RF電路設(shè)計提供了很有用 的指南。

 

為了確定過濾器的順序，通過濾波器的截止頻率將其分開使加入的頻率標準化。

 

例如，若要求帶內(nèi)紋波為0.1 dB，3 dB截止頻率為100 MHz。在 250 MHz時，要求抑制性能為28 dB，所以頻率比為2.5。三階低通 濾波器可滿足這一要求。如果濾波器的源阻抗為200 Ω，濾波器 的負載阻抗也是200 Ω，則RS/RL為1 — 使用電容作為第一元件。這樣用戶獲得歸一化的C1 = 1.433, L2 = 1.594, C3 = 1.433。如果fc為100 MHz，使用公式7和公式8獲得最終結(jié)果。

 

 

其中：

 

CSCALED為最終電容值。LSCALED為最終電感值。Cn為低通原型電容元件值。Ln為低通原型電感元件值。RL為最終負載電阻值。fc 為最終截止頻率。C1SCALED = 1.433/(2π × 100 × 106 × 200) = 11.4 pFL2SCALED = (1.594 × 200)/(2π × 100 × 106) = 507.4 nHC3SCALED = 11.4 pF

 

電路如圖13所示。

 

圖13. 單端濾波器示例

 

將單端濾波器轉(zhuǎn)化為差分濾波器(參見圖14)。

 

圖14. 單端濾波器轉(zhuǎn)化為差分濾波器

 

對各元件使用實際值，更新后的濾波器如圖15所示。

 

圖15. 最終差分濾波器

 

注意，如果混頻器或IF放大器的輸出阻抗以及ADC的輸入阻抗為容性，則考慮使用電容作為第一元件和最后元件會更好。另外，第一電容和最后電容的容值調(diào)諧速率(至少0.5 pF)必須高于混頻器或IF放大器的輸出阻抗以及ADC輸入阻抗的容值。否則，調(diào)諧濾波器響應將非常困難。

 

在通信系統(tǒng)中，當IF頻率相當高時，需要濾除某些低頻雜散，例如半IF雜散。為此需設(shè)計帶通濾波器。對于帶通濾波器，低頻抑制和高頻抑制不必對稱。設(shè)計帶通抗混疊濾波器的簡單方法是先設(shè)計一個低通濾波器，然后在濾波器最后一級的分流電容上并聯(lián)一個分流電感，用以限制低頻成分(分流電感是一個高通諧振極點)。如果一級高通電感還不夠，可在第一級分流電容上再并聯(lián)一個分流電感，從而更好地抑制低頻雜散。增加分流電感之后，再次調(diào)諧所有元件以獲得正確的帶外抑制規(guī)格，然后最終確定濾波器元件值。

 

注意，對于帶通濾波器，一般不建議使用串聯(lián)電容，因為這會增加調(diào)諧和調(diào)試的難度。電容值通常相當小，會受到寄生電容很大的影響。

 

應用示例

以下是ADL5201 和AD6641 間濾波器設(shè)計的示例。ADL5201是一款高性能IF數(shù)字控制增益放大器(DGA)，針對基站實IF接收機應用或數(shù)字預失真(DPD)觀測路徑而設(shè)計。它具有30 dB增益控制范圍，線性度極高，OIP3達到50 dBm，電壓增益約為20 dB。 AD6641是 一款250 MHz帶寬DPD觀測接收機，集成一個12位500 MSPS ADC、一個16,000 × 12 FIFO和一個多模式后端，允許用戶通過串行端口檢索數(shù)據(jù)。該濾波器示例是一個DPD應用。

 

下面是取自一個實際通信系統(tǒng)設(shè)計的一些帶通濾波器規(guī)格：

 

中心頻率：368.4 MHz

 

帶寬：240 MHz

 

輸入和輸出阻抗：150Ω

 

帶內(nèi)紋波：0.2 dB

 

插入損耗：1 dB

 

帶外抑制：30 dB (614.4 MHz時)

 

要完成該示例設(shè)計：

 

1. 從單端低通濾波器設(shè)計開始(參見圖16)。

 

圖16. 單端低通濾波器

 

2. 將單端濾波器變?yōu)椴罘譃V波器。源阻抗和負載阻抗保持不變，所有電容并聯(lián)，所有串聯(lián)電感減半并放在另一差分路徑中(參見圖17)。

 

圖17. 采用理想元件的差分低通濾波器

 

3. 用實際值優(yōu)化元件的理想值(參見圖18)。

 

圖18. 采用實際值的差分低通濾波器

 

4. 對于子系統(tǒng)級仿真，應在輸入端增加ADL5201 DGA S參數(shù)文件，并使用壓控電壓源來模擬濾波器輸出端的 AD6641 ADC。為將低通濾波器變?yōu)閹V波器，增加兩個分流電感：L7與C9并聯(lián)，L8與C11并聯(lián)。C12代表AD6641輸入電容。R3和R4是放在AD6641輸入端的兩個負載電阻，用作濾波器的負載。AD6641輸入為高阻抗。調(diào)諧后的情況參見圖19。

 

圖19. 差分帶通濾波器

 

5. 采用理想元件的仿真結(jié)果如圖20所示。

 

圖20. 采用理想電感的濾波器傳輸響應

 

6. 用實際器件(例如Murata LQW18A)的電感S參數(shù)文件代替所有理想電感。插入損耗比使用理想電感略高。仿真結(jié)果略有變化，如圖21所示。

 

圖21. 采用Murata LQW18A電感的濾波器傳輸響應

 

成對差分走線的長度須相同。此規(guī)則源自這一事實：差分接收器檢測正負信號跨過彼此的點，即交越點。因此，信號須同時到達接收器才能正常工作。

 

差分對內(nèi)的走線布線須彼此靠近。如果一對中的相鄰線路之間的距離大于電介質(zhì)厚度的2倍，則其間的耦合會很小。此規(guī)則也是基于差分信號相等但相反這一事實，如果外部噪聲同等地干擾兩個信號，則其影響會互相抵消。同樣，如果走線并排布線，則差分信號在相鄰導線中引起的任何干擾噪聲都會被抵消。

 

同一差分對內(nèi)的走線間距在全長范圍內(nèi)須保持不變。如果差分走線彼此靠近布線，它們將影響總阻抗。如果此間距在驅(qū)動器與接收器之間變化不定，則一路上會存在阻抗不匹配，導致反射。

 

差分對之間的間距應較寬，以使其間的串擾最小。

 

如果在同一層上使用銅皮鋪地，應加大從差分走線到銅皮鋪地之間的間隙。推薦最小間隙為走線寬度的3倍。

 

在靠近差分對內(nèi)偏斜源處引入少量彎彎曲曲的校正，從而降低 這種偏斜(參見圖22)。

 

圖22. 使用彎曲校正

 

差分對布線時，應避免急轉(zhuǎn)彎(90°)(參見圖23)。

 

圖23. 避免90°彎曲

 

差分對布線時，應使用對稱布線(參見圖24)。若需要測試點， 應避免引入走線分支，而且測試點應對稱放置(參見圖25)。

 

圖24. 對稱布線指南

 

圖25. 避免走線分支

 

就降低對濾波器元件值的要求，減少印刷電路板(PCB)上的調(diào) 諧工作量而言，寄生電容和電感應盡可能小。與濾波器設(shè)計 中的電感設(shè)計值相比，寄生電感可能微不足道。寄生電容對 差分IF濾波器更為重要。IF濾波器設(shè)計中的電容只有幾pF。如 果寄生電容達到數(shù)十分之一pF，濾波器響應就會受到相當大的 影響。為了防止寄生電容影響，一個良好的做法是避免差分 布線區(qū)域和電源扼流圈下有任何接地或電源層。

 

ADI公司接收器參考設(shè)計板(參見圖26)提供了差分濾波器PCB布局 的一個示例。這顯示了ADL5201和AD6649之間有一個五階濾波 器。AD6649是一款14位250 MHz流水線式ADC，具有非常好的SNR 性能。

 

圖26. 差分電路PCB布局設(shè)計示例

 

差分電路可以為設(shè)計師提供一些重要優(yōu)勢。或許使用差分電路最大的挑戰(zhàn)就是拋開它們難于設(shè)計、測試和校正的想法。一旦 您仔細觀察過如何使用差分濾波器后，您會發(fā)現(xiàn)自己正在使用 RF設(shè)計的重要新工具。

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