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教你巧避電橋傳感器電路設(shè)計(jì)時(shí)各種陷阱【有實(shí)例】

發(fā)布時(shí)間:2014-03-19 責(zé)任編輯:sherryyu

【導(dǎo)讀】?jī)x表放大器設(shè)計(jì)要求的高難度,使得電子工程師在對(duì)電橋傳感器進(jìn)行電路設(shè)計(jì)的時(shí)候,或多或少的會(huì)遇見(jiàn)各種問(wèn)題,特別是沒(méi)有經(jīng)驗(yàn)的工程師。那么有沒(méi)有好的方法能夠避免一些可以避免的陷阱呢?這里一個(gè)經(jīng)驗(yàn)豐富的工程師結(jié)合一個(gè)電橋傳感器電路設(shè)計(jì)實(shí)例為大家分享如何巧妙的避免電橋傳感器電路設(shè)計(jì)時(shí)各種陷阱。

儀表放大器可以調(diào)理傳感器生成的電信號(hào),從而實(shí)現(xiàn)這些信號(hào)的數(shù)字化、存儲(chǔ)或?qū)⑵溆糜诳刂菩盘?hào)一般較小,因此,放大器可能需要配置為高增益。另外,信號(hào)可能會(huì)疊加大共模電壓,也可能疊加較大直流失調(diào)電壓。精密儀表放大器可以提供高增益,選擇性地放大兩個(gè)輸入電壓之間的差異,同時(shí)抑制兩個(gè)輸入中共有的信號(hào)。

惠斯登電橋是這種情況的經(jīng)典例子,但像生物傳感器一類的原電池具有類似的特性。電橋輸出信號(hào)為差分信號(hào),因此,儀表放大器是高精度測(cè)量的首選。理想情況下,無(wú)負(fù)載電橋輸出為零,但僅當(dāng)所有四個(gè)電阻均完全相同時(shí),這種情況方為真。假如有一個(gè)以分立式電阻構(gòu)建的電橋,如圖1所示。最差情況差分失調(diào)VOS為

其中,VEX為電橋激勵(lì)電壓, TOL為電阻容差(單位為百分比)。

惠斯登電橋失調(diào)

圖1:惠斯登電橋失調(diào)

例如,在各元件的容差均為0.1%且激勵(lì)電壓為5 V時(shí),差分 失調(diào)可以高達(dá)±5 mV。如果需要400的增益來(lái)實(shí)現(xiàn)所需電橋靈 敏度,則放大器輸出端的失調(diào)變成±2 V。假設(shè)放大器由同一電源驅(qū)動(dòng),并且其輸出可以軌到軌擺動(dòng),則僅電橋失調(diào)就可能消 耗掉80%以上的輸出擺幅。在行業(yè)要求電源電壓越來(lái)越小的趨勢(shì)下,這個(gè)問(wèn)題只會(huì)變得更加糟糕。

傳統(tǒng)的三運(yùn)放儀表放大器架構(gòu)(如圖2所示)有一個(gè)差分增益級(jí),其后為一個(gè)減法器,用于移除共模電壓。增益施加于第一級(jí),因此,失調(diào)放大的倍數(shù)與目標(biāo)信號(hào)相同。因此,將其移除 的唯一方法是在參考(REF)端施加反電壓。這種方法的主要不足在于,如果放大器的第一級(jí)已經(jīng)飽和,則調(diào)節(jié)REF 上的電 壓并不能更正失調(diào)。克服這點(diǎn)不足的幾種方法包括:

●根據(jù)具體情況,以外部電阻對(duì)電橋分流,但對(duì)于自動(dòng)化 生產(chǎn)來(lái)說(shuō),這是不現(xiàn)實(shí)的,而且在出廠后是無(wú)法調(diào)整的;

●減少第一級(jí)增益,通過(guò)微調(diào)REF上的電壓來(lái)移除失調(diào),并再添一個(gè)放大器電路以實(shí)現(xiàn)所需增益;

●減少第一級(jí)增益,以高分辨率ADC完成數(shù)字化輸出,并在軟件中移除失調(diào)。
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后兩種選項(xiàng)還需要考慮最差情況下與原始失調(diào)值的偏差,從而 進(jìn)一步減少第一級(jí)的最大增益。這些解決方案并不理想,因?yàn)?它們需要額外的電源、電路板空間或成本,來(lái)達(dá)到高CMRR和低噪聲的目標(biāo)。另外,交流耦合并不是測(cè)量直流或超慢移動(dòng) 信號(hào)的一種選擇。

惠斯登電橋失調(diào)

圖1:惠斯登電橋失調(diào)

間接電流反饋(ICF)儀表放大器(如AD8237和AD8420可在放大之前移除失調(diào)。圖3顯示ICF拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)原理圖。

間接電流反饋儀表放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖3:間接電流反饋儀表放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

該儀表放大器的傳遞函數(shù)在形式上與經(jīng)典三運(yùn)放拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的 傳遞函數(shù)相同,其計(jì)算公式為

由于輸入之間的電壓等于反饋(FB)與參考(REF)端子之間的電壓時(shí),放大器的反饋要求可得到滿足,因此,我們可將該公式重寫為

這意味著,引入一個(gè)等于反饋和參考端子之間失調(diào)的電壓,即使在存在大輸入失調(diào)的情況下,也可將輸出調(diào)整為零伏特。如圖4所示,該調(diào)整可以通過(guò)以下方法實(shí)現(xiàn):從一個(gè)簡(jiǎn)單的電壓源(如低成本 DAC)或者來(lái)自嵌入式微控制器的濾波PWM信號(hào),通過(guò)電阻RA將一個(gè)小電流注入反饋節(jié)點(diǎn)。

帶失調(diào)移除功能的高增益電橋電路

圖4:帶失調(diào)移除功能的高增益電橋電路
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設(shè)計(jì)步驟

等式(3),R1與R2之比將增益設(shè)為:

設(shè)計(jì)師必須確定電阻值。較大電阻值可降低功耗和輸出負(fù)載; 較小值可限制FB輸入偏置電流和輸入阻抗誤差。如果R1和R2的并聯(lián) 組合大于約30kΩ, 則電阻開(kāi)始引起噪聲。 表1顯示了一些建議值。

各種增益的推薦電阻(1%電阻)

表1:各種增益的推薦電阻(1%電阻)

為了簡(jiǎn)化RA值的查找過(guò)程,假設(shè)采用雙電源運(yùn)行模式,有一 個(gè)接地REF端子和一個(gè)已知的雙極性調(diào)整電壓VA。這種情況 下的輸出電壓可通過(guò)以下公式計(jì)算:

注意,從VA至輸出的增益為反相。VA的增加會(huì)使輸出電壓降低,比值為R2和RA之比。此比值下,可以針對(duì)給定的輸入失調(diào),使調(diào)整范圍達(dá)到最大。由于調(diào)整范圍指向增益之前的放大器輸入,因此,即使在低分辨率源的情況下,也可實(shí)施微調(diào)。由于RA一般都比R1大得多,因此,我們可以得到等式(5)的近似值:

為了找到一個(gè)RA值以允許最大失調(diào)調(diào)整范圍VIN(MAX), 在給定調(diào)整電壓范圍VA(MAX)的情況下,使VOUT=0,求RA,結(jié)果得到

其中, VIN(MAX)為傳感器預(yù)期的最大失調(diào)。等式(5)同時(shí)顯示, 調(diào)整電路的插入會(huì)修改從輸入到輸出的增益。即使如此,其影 響一般也很小,增益可以重新計(jì)算為:

一般地,對(duì)于單電源電橋調(diào)理應(yīng)用,參考端的電壓應(yīng)大于信號(hào)地。如果電橋輸出可以在正負(fù)間擺動(dòng),情況尤其如此。如果基準(zhǔn)電壓源由一個(gè)低阻抗源(如分阻器和緩沖器)驅(qū)動(dòng)至電壓VREF,如圖5所示,則等式(5)變?yōu)椋?/p>

如果相對(duì)于原始等式中的VREF取VOUT和VA,則可得到相同的結(jié)果。 VA(MAX)~VREF也應(yīng)替換等式(7)中的VA(MAX)。
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設(shè)計(jì)示例

假設(shè)有一個(gè)單電源電橋放大器,如圖4所示,其中,用3.3 V電壓來(lái)激勵(lì)電橋并驅(qū)動(dòng)放大器。滿量程電橋輸出為±15 mV, 失調(diào)可能處于±25-mV的范圍。為了取得所需靈敏度,放大器增益需為100,ADC 的輸入范圍為0 V至3.3 V。由于電橋的輸出可以為正,也可以為負(fù),因此,其輸出指向

針對(duì)單電源工作模式而修改的失調(diào)移除電路

圖5:針對(duì)單電源工作模式而修改的失調(diào)移除電路

從表1可以發(fā)現(xiàn), 增益為101時(shí), R1和R2需為1 kΩ和100 kΩ。 電路包括一個(gè)可以在0 V至3.3 V范圍內(nèi)擺動(dòng),或者在1.65V基準(zhǔn)電壓左右擺動(dòng)±1.65 V。為了計(jì)算RA的值,我們使用等式(6)。其中,VA(MAX)= 1.65 V且VIN(MAX)= 0.025 V, RA= 65.347kΩ。當(dāng)電阻容差為1%時(shí),最接近的值為64.9 kΩ。然而,這沒(méi)有為源精度和溫度變化導(dǎo)致的誤差留下任何裕量,因此,我們選擇一個(gè)常見(jiàn)的49.9-kΩ低成本電阻。這樣做的代價(jià)是調(diào)整分辨率降低了,結(jié)果導(dǎo)致略大的調(diào)整后失調(diào)。

從等式(7),我們可以算出額定增益值為103。如果設(shè)計(jì)師希望得到接近目標(biāo)值100的增益值,最簡(jiǎn)單的辦法是使R2的值降低3%左右,至97.6 kΩ,結(jié)果對(duì)RA的值的影響非常小。在新的條件下,額定增益為100.6。

由于DAC可以擺動(dòng)±1.65 V,因此,總失調(diào)調(diào)整范圍可通過(guò)由RA 以及R1和R2的并聯(lián)組合形成的分壓器給定,其計(jì)算方法如下:

在±25-mV最大電橋失調(diào)范圍內(nèi),±32.1-mV的調(diào)整范圍可提供 28%的額外調(diào)整裕量。對(duì)于8位DAC,調(diào)整步長(zhǎng)為

對(duì)于250-μV調(diào)整分辨率,輸出端的最大殘余失調(diào)為12.5 mV。
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R3和C1的值可以通過(guò)ADC數(shù)據(jù)手冊(cè)中的建議值或參考文獻(xiàn)2來(lái)確定。對(duì)于采樣率為1 MSPS 的AD7091,這些值為51Ω和4.7 nF。在以較低速率采樣時(shí),可以使用較大的電阻或電容組合,以進(jìn)一步減少噪聲和混疊效應(yīng)。

該電路的另一個(gè)優(yōu)勢(shì)在于,可以在生產(chǎn)或安裝時(shí)完成電橋失調(diào)調(diào)整。如果環(huán)境條件、傳感器遲滯或長(zhǎng)期漂移對(duì)失調(diào)值有影響, 則可重新調(diào)整電路。

受其真軌到軌輸入影響,AD8237最適合采用超低電源電壓的 電橋應(yīng)用。對(duì)于要求較高電源電壓的傳統(tǒng)工業(yè)應(yīng)用,AD8420不失為一款良好的替代器件。該ICF儀表放大器采用2.7 V至36 V電源供電,功耗低60%。

表2是對(duì)兩款儀表放大器進(jìn)行了比較。都使用了最小和最大規(guī)格。

AD8237和AD8420比較

表2:AD8237和AD8420比較

看完以上的對(duì)電橋傳感器進(jìn)行電路設(shè)計(jì)的原理分析和結(jié)合實(shí)例的講解是不是有更高層次的領(lǐng)悟和提高!

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