【導(dǎo)讀】多波段雷達和電子戰(zhàn)(EW)應(yīng)用對寬帶、高動態(tài)范圍、靈活的頻譜監(jiān)測提出了更高的要求。隨著數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的采樣速率不斷提高，需要對射頻前端架構(gòu)進行更改，以縮小尺寸、重量、功率和成本(SWaP-C)，同時性能保持不變，并向軟件可編程的通用硬件發(fā)展。我們將為大家介紹推動實現(xiàn)寬帶軟件定義無線電時代的一些技術(shù)進步，這種無線電技術(shù)有望改變電子戰(zhàn)和多波段雷達架構(gòu)。
隨后通過一系列頻率規(guī)劃圖，展示在先進的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器技術(shù)的推動下，不斷改進的寬帶頻譜掃描方法的進展情況。本文以一個500 MHz至18+ GHz的電子戰(zhàn)數(shù)字接收器為示例。從帶附注的圖示可以看出，對于給定方法，為何頻率規(guī)劃不可或缺，以及是哪些因素允許在保持動態(tài)范圍的同時，持續(xù)改善SWaP-C和靈活性。在改進方案的過程中，您會發(fā)現(xiàn)接收器RF鏡像變得更容易處理，這帶來了軟件定義的靈活性。通過可調(diào)諧預(yù)選來消除多頻聲IMD2的需求不會隨著方法改變而改變，即使直接采樣技術(shù)得到越來越廣泛的應(yīng)用，它仍然是未來的關(guān)鍵需求。
過去的頻譜檢測
不久之前，先進的數(shù)字接收器采用像 AD9467 這樣的數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，覆蓋高達幾百MHz瞬時帶寬(iBW)，并且保持高動態(tài)范圍。它們的采樣速率遠低于1 GSPS，帶寬以DC（零中頻，也稱為ZIF）或中頻偏移（射頻直接采樣）為中心。ZIF需要使用IQ調(diào)制器和解調(diào)器，以及正交糾錯(QEC)來實現(xiàn)鏡像抑制。1,2 雷達和電子戰(zhàn)應(yīng)用通常需要寬iBW和高水平的鏡像抑制。當(dāng)iBW超過幾百MHz時，很難采用QEC來實現(xiàn)可接受的鏡像抑制，而在如今的電子戰(zhàn)和雷達標(biāo)準中，幾百MHz只是一項保守的iBW要求。這就是高性能、高帶寬的多波段雷達和電子戰(zhàn)為何更傾向在第一和第二奈奎斯特區(qū)對寬iBW進行射頻直接采樣的原因所在。
為了覆蓋奈奎斯特區(qū)以外的頻譜，射頻調(diào)諧器使用掃頻本振(LO)混頻器將滑動的iBW塊頻率轉(zhuǎn)換為與數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器直接采樣區(qū)域匹配的固定中頻。圖1顯示的是為低采樣速率數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器饋送數(shù)據(jù)的典型雙頻轉(zhuǎn)換低中頻接收器的功能框圖。這些接收器支持高動態(tài)范圍。
圖1.低中頻數(shù)字接收器中使用的雙混頻器頻率轉(zhuǎn)換。
圖2顯示使用圖1所示的低中頻方案時采用的頻率規(guī)劃。與數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器一樣，射頻調(diào)諧器要求提供高射頻鏡像抑制，以免出現(xiàn)信號模糊、雜散和噪聲。單射頻混頻器調(diào)諧器方法（紅色x）無法滿足鏡像抑制要求，因為中頻頻率太低，無法在所需頻段（綠色）和鏡像頻段（紅色）之間提供足夠間隔。間隔不夠，則無法采用所需的射頻輸入濾波器（或者不可行，即尺寸太大和/或價格高昂）。所以，會采用雙混頻器雙級頻率轉(zhuǎn)換，一般稱為超外差式接收器。輸入射頻先轉(zhuǎn)換為中高中頻（比最后的直接采樣中頻高幾GHz）。然后高中頻經(jīng)過射頻濾波和再次頻率轉(zhuǎn)換，得到最后的中頻，之后進行直接采樣。此方法使現(xiàn)實使用的高性能射頻濾波器能夠滿足鏡像抑制要求。這些射頻濾波器在系統(tǒng)SWaP-C排列圖中處于高位。
需要使用射頻預(yù)選器濾波（圖2，黃色）來消除多隔離器導(dǎo)致的IMD2雜散（即F2 ? F1和F2 + F1）。IMD2消除要求與鏡像問題互無影響，但前端濾波通?？捎糜诮鉀Q這兩個問題。
圖2.采用窄帶超外差式調(diào)諧的舊式頻譜掃描。
如今的頻譜檢測(MxFE)
如今的寬帶頻譜檢測方法在過去的基礎(chǔ)上進行了改進。在使用ADI公司的混合信號前端(MxFE?)之后，ADC采樣率足夠高，可以對之前提到的第一個混頻器之后的中高中頻直接采樣。因此，在如今使用MxFE的寬帶接收器中，射頻調(diào)諧器通常不需要使用雙混頻器級。第二個奈奎斯特中頻直接采樣的頻率足夠高，使所需的輸入射頻頻段和鏡像頻段之間具有適當(dāng)?shù)念l率間隔，所以使用可獲取的射頻濾波器可完成這項工作。圖3顯示如今的單混頻器方法，圖4顯示了其頻率規(guī)劃。
圖3.高中頻數(shù)字接收器中使用的單混頻器頻率轉(zhuǎn)換。
圖4.如今的頻譜掃描方法采用寬帶單混頻器調(diào)諧，在6 GSPS ADC上進行MxFE采樣?；祛l器的低邊帶翻轉(zhuǎn)進入直接采樣頻段，使用LO掃頻。
如今，SWaP-C最大部分的節(jié)省在于取消了整個頻率轉(zhuǎn)換級，其中包含混頻器、射頻放大器、濾波器和其他組件。如今，更高中頻功能帶來的另一項SWaP-C優(yōu)勢在于：直接采樣現(xiàn)在覆蓋大部分低頻到5.5 GHz。所以，您并非始終需要使用射頻調(diào)諧器來覆蓋一直到2 GHz的整個范圍。在很多情況下，您可以使用5 GHz至18 GHz射頻調(diào)諧器。將調(diào)諧器的下限從2 GHz調(diào)節(jié)到5.5 GHz，調(diào)節(jié)幅度似乎不大，但這種調(diào)節(jié)非常重要，因為它簡化了濾波、頻率規(guī)劃和所需的LO范圍。需要注意的是，您仍然需要弄清楚如何覆蓋第一和第二奈奎斯特頻段之間的間隙，在6 GSPS ADC中，這個間隙約為2.7 GHz至3.3 GHz。另一個考慮因素是需要開關(guān)式或可調(diào)諧ADC抗混疊RF濾波器，以在第一和第二個奈奎斯特操作之間切換。
射頻濾波器在系統(tǒng)SWaP-C排列圖中處于高位，因為它們：
● 具有高性能，需要低IL、平坦的帶通和陡峭的抑制邊緣
● 是大型濾波器，在高Q陶瓷（例如氧化鋁）上使用分布式平面幾何形狀
● 許多仍需使用
仍然需要使用亞倍頻程射頻預(yù)選器，但要求可能降低，允許使用不太激進的濾波。這種優(yōu)勢在于直接信號鏈不使用射頻混頻器，因而可改善IP2。
總結(jié)一下如今的方案：它取消了整個射頻混頻器級，在高中頻下進行寬帶奈奎斯特采樣可以改善SWaP-C和iBW。但是，它仍然需要使用多個分立式MMIC（按應(yīng)用特定順序排列）、多個高Q平面濾波器和結(jié)構(gòu)。因此，仍然需要使用價格高昂、結(jié)構(gòu)復(fù)雜的調(diào)諧器，以進行較為艱難的SWaP-C取舍（參見圖8）。SWaP-C仍在尋求變革性地發(fā)展，并且有望很快實現(xiàn)這一目標(biāo)。
將來的頻譜檢測
未來，進一步提高采樣率的數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器會使我們越過臨界點，以最小的SWaP-C實現(xiàn)完全軟件定義的寬帶無線電。如今，許多公司已推出幾十GHz的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，但買家需要注意：請注意多阻隔(multiblocker)動態(tài)范圍。高射頻直接采樣數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器要變革雷達和電子戰(zhàn)，必須保持其前代窄帶產(chǎn)品出色的動態(tài)范圍。隨著采樣速率和iBW不斷走高，保持出色的噪聲和線性度（也就是動態(tài)范圍）很難，需要進行無數(shù)架構(gòu)因素考量。與競爭產(chǎn)品相比，這就是ADI產(chǎn)品的優(yōu)勢所在。
下一代更高采樣速率的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器會在之前提到的MxFE方案的基礎(chǔ)上進行許多架構(gòu)改進。主要表現(xiàn)為以下三個方面：
● 對更高中頻進行直接射頻采樣，使所需頻段和鏡像頻段之間保持足夠間隔，這樣使用低Q可調(diào)諧MMIC濾波器就足夠了。MxFE在第二個奈奎斯特區(qū)進行直接采樣的頻率可達到約6 GHz。ADI的下一代高速數(shù)字數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器將大大擴展這一覆蓋范圍，隨之帶來更多好處。3
○ 至此，通過取消使用平面高Q陶瓷濾波器，SWaP-C實現(xiàn)了諸多節(jié)省。
○ 射頻濾波器從固定式（每個用例使用定制的濾波器組）轉(zhuǎn)變?yōu)榭烧{(diào)諧。這意味著，可以通過軟件編程設(shè)置單寬帶硬件配置，針對許多使用案例中的客戶頻率方案性能進行優(yōu)化取舍。
● 從低頻率到毫米波(mmW)，進行直接射頻采樣，奈奎斯特間隙除外。在這個直接采樣區(qū)域內(nèi)，您可以進行數(shù)字調(diào)諧，同時控制射頻可調(diào)諧濾波器，以消除IMD2導(dǎo)致的阻隔。雷達中常見的非連續(xù)多頻帶系統(tǒng)可能無需使用射頻混頻器，并避免奈奎斯特區(qū)之間的間隙。在這種情況下，功能框圖進一步簡化，如圖5所示，其中去除了直接射頻采樣雷達和數(shù)字波束成形。電子戰(zhàn)中常見的需要連續(xù)頻譜覆蓋的系統(tǒng)，仍然需要使用射頻混頻器級來覆蓋第一和第二個奈奎斯特區(qū)之間的間隙，所以其功能框圖與圖3相近。但是，出于之前提到的原因，SWaP-C得以降低。
● 廣泛的片內(nèi)可編程數(shù)字信號處理(DSP)功能可以處理高速寬帶數(shù)據(jù)流。4,5負責(zé)處理數(shù)字轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)有效載荷的下游FPGA是系統(tǒng)中消除尺寸、功率和成本瓶頸的最大障礙。在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器芯片上采用多樣化、靈活的DSP更為節(jié)能，可以釋放外部FPGA資源來實施更高級別的任務(wù)特定算法，或?qū)崿F(xiàn)尺寸更小、成本更低、散熱性能更佳的FPGA。
圖5.直接射頻采樣數(shù)字接收器。
為了展示頻率規(guī)劃的優(yōu)勢，圖6和圖7顯示一種電子戰(zhàn)方案，該方案提供高達44 GHz的連續(xù)頻譜覆蓋，ADC的時鐘頻率為18 GSPS。第一奈奎斯特射頻直接采樣覆蓋低頻率——8 GHz。奈奎斯特間隙為8 GHz至10 GHz，第二奈奎斯特射頻直接采樣覆蓋10 GHz至16 GHz。射頻調(diào)諧器通過將7 GHz至11 GHz轉(zhuǎn)換為2 GHz至6 GHz的中頻，以覆蓋奈奎斯特間隙和頻段重疊。在混頻器的輸入端，需要一個可調(diào)諧帶通（濾波器）。LPF抑制鏡像，HPF抑制中頻饋通。
圖6.未來的頻譜掃描，覆蓋第一和第二奈奎斯特區(qū)之間的間隙。
射頻調(diào)諧器還覆蓋ADC射頻直接采樣范圍之外的更高頻率，如圖7所示。在本示例中，10 GHz至14 GHz高中頻采樣會擴展鏡像頻段的范圍，使更低Q的MMIC可調(diào)諧濾波能夠?qū)崿F(xiàn)所需的鏡像抑制。從信號鏈中消除了高SWaP-C固定式濾波。
圖7.未來的頻段掃描，使用調(diào)諧器來覆蓋毫米波。
使用射頻調(diào)諧器的另一個優(yōu)勢是可以提高靈活性。對于嘗試直接采樣的較高頻率，ADC可大幅降低其噪聲和線性度，或者，您可能更傾向于選擇不含HD2和/或HD3的某些ADC頻率區(qū)域。如果使用射頻調(diào)諧器與直接射頻采樣相比可以實現(xiàn)更高性能，那么，運行時軟件決策可以快速切換模式。
盡管簡化了頻率規(guī)劃和濾波，但未來仍然需要使用預(yù)先選擇的亞倍頻程濾波，這一點未曾改變，并且只有通過對數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和射頻調(diào)理路徑改進IP2性能才會有所幫助。例如，寬帶射頻放大器繼續(xù)提高IP2性能，會使OIP2 = 50 dBm從幾百MHz接近20 GHz。
尺寸比較
對于未來的接收器前端，可能實現(xiàn)哪些尺寸優(yōu)勢？我們估計，典型的接收器射頻鏈尺寸將從如今的名片大小，縮小到未來的郵票大小。尺寸縮小了90%。
為了驗證這種尺寸優(yōu)勢，我們將典型接收器所需的組件區(qū)域相加，然后增加50%到65%的組件安裝區(qū)域，用于安裝無源組件、線路、板壁和隔離裝置。我們對下一代接收器前端也進行了驗證，它將所有功能模塊集成到芯片上，可構(gòu)成集成式下變頻器。為混頻器饋送信號的每個可調(diào)諧LO也是一樣的。假設(shè)相關(guān)數(shù)值如表1、表2和表3所示。
表1.如今的接收器前端組件和總面積
表2.調(diào)諧LO組件面積
表3.未來的接收器前端組件和總面積
圖8.高中頻下采用2 GHz至18 GHz接收器調(diào)諧器對 AD9082 MxFE的意義示例。需要多個高Q平面射頻濾波器（灰色），使得復(fù)雜性、大小和成本增加。紅色方框顯示亞倍頻程預(yù)選。未來的SDR芯片組預(yù)計不會超過郵票大小，如右側(cè)所示。
結(jié)論
隨著ADI公司的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器奈奎斯特采樣速率和iBW不斷走高，同時要保持先進的動態(tài)范圍，進行頻率規(guī)劃將有助于實現(xiàn)簡化融合的射頻前端架構(gòu)。過去，由于每個用例、頻率規(guī)劃和相應(yīng)的射頻/中頻濾波都不相同，所以很難確定采用亞倍頻程濾波和增益控制的高性能集成式頻率轉(zhuǎn)換IC。這種情況即將發(fā)生改變。
新型單片無線電調(diào)諧器將采用本地寬帶，提供片內(nèi)自適應(yīng)RF濾波功能和AGC。在應(yīng)用特定的自適應(yīng)軟件環(huán)路中，廣闊、分散的寬帶調(diào)諧應(yīng)用區(qū)域?qū)⑷诤铣蔀楣灿玫挠布K。隨著應(yīng)用特定的優(yōu)勢不再局限于單個硬件，而是逐漸向通用靈活硬件平臺上的優(yōu)勢軟件算法傾斜，系統(tǒng)開發(fā)人員得以實現(xiàn)上市時間和成本優(yōu)勢。所有這些都可通過小尺寸SWaP-C實現(xiàn)。
參考電路
1 Eamon Nash. “Correcting Imperfections in IQ Modulators to Improve RF Signal Fidelity.” Analog Devices, Inc., October 2009.
2 David McLaurin. “Calibration Techniques for Wireless Transceivers.” ISSCC, 2019.
3 Ahmed Ali, Huseyin Dinc, Paritosh Bhoraskar, Scott Bardsley, Chris Dillon, Mohit Kumar, Matthew McShea, Ryan Bunch, Joel Prabhakar, and Scott Puckett. “A 12-b 18-GS/s Sampling ADC with an Integrated Wideband Track-and-Hold Amplifier and Background Calibration.” IEEE, February 2020.
4 Umesh Jayamohan. “Not Your Grandfather’s ADC: RF Sampling ADCs Offer Advantages in Systems Design.” Analog Devices, Inc., July 2015.
5 Michael Jones, Travis Collins, and Charles Frick. “Integrated Hardened DSP on DAC/ADC ICs Improves Wideband Multichannel Systems.” Analog Devices, Inc., May 2021.
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