表2總結(jié)了在輸入耦合和電源的各種組合方式下最常用的ADC驅(qū)動(dòng)器輸入級(jí)電路類型。然而，這些選擇未必總是最好的，應(yīng)該對(duì)每個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行具體分析。

 

表2：耦合和輸入級(jí)電路選項(xiàng)

 

輸出擺幅

 

為了最大化ADC的動(dòng)態(tài)范圍，應(yīng)該將它驅(qū)動(dòng)到滿輸入范圍。但需要注意：將ADC驅(qū)動(dòng)得太厲害可能有損輸入電路，而驅(qū)動(dòng)不夠的話又會(huì)降 低分辨率。將ADC驅(qū)動(dòng)到滿輸入范圍并不意味著放大器輸出幅度必須達(dá)到最大。差分輸出的一個(gè)主要好處是每個(gè)輸出幅度只需達(dá)到傳 統(tǒng)單端輸出的一半。驅(qū)動(dòng)器輸出可以遠(yuǎn)離電源軌，從而減少失真。不過(guò)對(duì)單端驅(qū)動(dòng)器來(lái)說(shuō)沒(méi)有這個(gè)好處。當(dāng)驅(qū)動(dòng)器輸出電壓接近電壓軌時(shí)，放大器將損失線性度，并引入失真。

 

對(duì)于對(duì)每一毫伏的輸出電壓都有要求的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，表1顯示相當(dāng)多的ADC驅(qū)動(dòng)器能夠提供軌到軌輸出，其典型富余量從幾毫伏到幾百毫伏不等，具體取決于負(fù)載

 

圖 13：采用5V電源的ADA4932在各種頻率下的諧波失真與VOCM的關(guān)系。

 

圖13是 ADA4932在各種頻率下的諧波失真與 VOCM的關(guān)系圖，是典型輸出擺幅在每個(gè)軌1.2V內(nèi)（富余量確定的。輸出擺幅是信號(hào)的VOCM與VPEAK之和(1V )。值得注意的是，失真在2.8V 以上（3.8 VPEAK或5V往下1.2V）開(kāi)始迅速增加。在低端，失真在2.2V (-1 VPEAK)時(shí)仍很低。同樣的現(xiàn)象還將出現(xiàn)在帶寬和壓擺率的討論中。

 

噪聲

 

ADC的非理想特性包括量化噪聲、電子或隨機(jī)噪聲和諧波失真。在大多數(shù)應(yīng)用中重要的一點(diǎn)是，噪聲通常是寬帶系統(tǒng)中最重要的性能指標(biāo)。

 

所有ADC內(nèi)部都存在量化噪聲，并且取決于位數(shù)n，n越大量化噪聲就越小。因?yàn)榧词?quot;理想"轉(zhuǎn)換器也有量化 噪聲，因此量化噪聲可以用作比較隨機(jī)噪聲和諧波失真的基準(zhǔn)。ADC驅(qū)動(dòng)器的輸出噪聲應(yīng)該接近或低于ADC的隨機(jī)噪聲和失真。下面先討論 ADC噪聲和失真的特征，然后介紹如何衡量ADC驅(qū)動(dòng)器噪聲與ADC性能之間的關(guān)系。

 

量化噪聲產(chǎn)生的原因是ADC將具有無(wú)限分辨率的模擬信號(hào)量化成有限數(shù)量的離散值。n位ADC有2n個(gè)二進(jìn)制值。兩個(gè)相鄰值之間的差代 表了可以分辨的最小差值，這個(gè)差值被稱為量化等級(jí)的最低有效位(L S B)，或q。因此一個(gè)量化等級(jí)等于轉(zhuǎn)換器量程的1/2n。如果一個(gè)不 斷變化的電壓經(jīng)過(guò)一個(gè)完美的n位ADC轉(zhuǎn)換，然后轉(zhuǎn)換回模擬信號(hào)，再?gòu)腁DC輸入中減去這個(gè)信號(hào)，那么差值看起來(lái)就像噪聲。它有一個(gè) 公式21計(jì)算所得有效值(rms)：

 

   (21)

 

從這里可以得出n位ADC在其奈奎斯待帶寬上的信號(hào)與量化噪聲比的對(duì)數(shù)(dB)公式22，這也是n位轉(zhuǎn)換器所能取得的最佳信噪比(SNR)。

 

ADC中的隨機(jī)噪聲 包含了熱噪聲、散粒噪聲和閃爍噪聲，一般要大于量化噪聲。由于ADC的非線性產(chǎn)生的 諧波失真會(huì)在輸出信號(hào)中產(chǎn)生 與輸入信號(hào)諧波有關(guān)的有害信號(hào)。 總的諧波失真和噪聲 (THD + N)是一個(gè)重要的ADC性能參數(shù)，它衡量了電子噪聲和諧波失真與接近ADC滿 量程輸入范圍的模擬輸入信號(hào)之間的關(guān)系。電子噪聲積分的帶寬包括了所要考慮的最后一個(gè)諧波頻率。THD中的"T"（ttotal，總和）包括了前五個(gè)諧波失真分量，是連同噪聲一起的和的平方根，見(jiàn)公式23。

 

   (22)

 

   (23)

 

公式23中的v1是輸入信號(hào)，v2到v6是前五個(gè)諧波失真分量， vn是ADC的電子噪聲。

 

T HD+噪聲）的倒數(shù)被稱為信號(hào)與噪聲失真比，簡(jiǎn)稱SINAD，通常用dB表示，見(jiàn)公式24。

 

   (24)

 

如果SINAD被信號(hào)與量化噪聲比代替（公式22），我們就能定義轉(zhuǎn)換器具有的有效位數(shù)(ENOB)，前提是這個(gè)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)與量化噪聲比與SINAD相同（公式25）。

 

   (25)

 

ENOB也能用SINAD項(xiàng)表達(dá)，見(jiàn)公式26。

 

   (26)

 

ENOB可以用來(lái)比較ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲性能和ADC的噪聲性能，進(jìn)而判斷是否適合驅(qū)動(dòng)這個(gè)ADC。圖14是一個(gè)差分ADC噪聲模型。

 

圖 14：差分ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲模型

 

公式27表明了通常情況下當(dāng) β1 = β2 ≡ β時(shí)，八個(gè)噪聲源中每個(gè)源對(duì)總輸出噪聲密度的貢獻(xiàn)。

 

   (27)

 

總輸出噪聲電壓密度vno, dm是通過(guò)計(jì)算這些分量的和平方根得到的。將這些公式輸入電子表格是計(jì)算總輸出噪聲電壓密度的最好方式。 ADI公司網(wǎng)站上還新推出了ADI差分放大器計(jì)算器（參考文獻(xiàn)3），用它能快速計(jì)算噪聲、增益和差分ADC驅(qū)動(dòng)器的其它參數(shù)值。

 

現(xiàn)在可以將ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲性能與ADC的ENOB作一比較。描述這一過(guò)程的例子是為采用5V電源工作的 AD9445 ADC選擇和評(píng)估一款增益為2、2V 滿量程輸入的差分驅(qū)動(dòng)器。它能處理用一個(gè)單極點(diǎn)濾波器限制、占用50M H z(-3d B)帶寬的直接耦合寬帶信號(hào)。從數(shù)據(jù)手冊(cè)中記載的各種條件下的 ENOB參數(shù)列表中可以發(fā)現(xiàn)：對(duì)應(yīng)50MHz的奈奎斯特帶寬，ENOB=12位。

 

ADA4939 是一款能夠被直接耦合的高性能寬帶差分ADC驅(qū)動(dòng)器。在 噪聲性能方面它是驅(qū)動(dòng)AD9445的合適產(chǎn)品嗎？A DA4939數(shù)據(jù)手冊(cè)針對(duì)近似為2的差分增益推薦的RF=402?、RG=200?，數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的 這種情況下的總輸出電壓噪聲密度為9.7nV/Hz。

 

首先計(jì)算給定恒定輸入噪聲功率譜密度下的系統(tǒng)噪聲帶寬BN，它是輸出與決定系統(tǒng)帶寬的實(shí)際濾波器相同噪聲功率的等效矩形低通濾波器的帶寬。對(duì)于一個(gè)單極濾波，BN等于π/2乘以3dB帶寬，如公式28所示。

 

   (28)

 

然后在系統(tǒng)帶寬的平方根內(nèi)對(duì)噪聲密度進(jìn)行積分，得到輸出噪聲有效值（公式29）。

 

   (29)

 

假定噪聲幅度呈高斯分布，那么峰峰值噪聲的計(jì)算可以使用常見(jiàn)的±3σ門限（在99.7%的時(shí)間內(nèi)噪聲電壓擺幅位于這些門限之間），見(jiàn)公式30：

 

   (30)

 

現(xiàn)在可以在12位ENOB、2V滿量程輸入范圍基礎(chǔ)上對(duì)驅(qū)動(dòng)器的峰峰輸出噪聲和AD9445 LSB的1 LSB電壓進(jìn)行比較，其中LSB的計(jì)算見(jiàn)公式31。

 

   (31)

 

相對(duì)于12位ENOB，驅(qū)動(dòng)器的峰峰輸出噪聲與ADC的LSB具有可比性。因此從噪聲角度看，A DA4939驅(qū)動(dòng)器非常適合這種應(yīng)用。最終還必須通過(guò)搭建和測(cè)試驅(qū)動(dòng)器/ADC組合作出決定。

 

電源電壓

 

考慮電源電壓和電流是縮小ADC驅(qū)動(dòng)器選擇范圍的快速途徑。表1提供了不同電源電壓下ADC驅(qū)動(dòng)器性能的快速查找表。電源電壓會(huì)影響帶寬、信號(hào)擺幅和ICMVR 。衡量這些指標(biāo)并進(jìn)行反復(fù)權(quán)衡對(duì)差分放大器的選擇而言至關(guān)重要。

 

電源抑制 (PSR)是另外一個(gè)重要的參數(shù)。作為放大器輸入的電源引腳的作用經(jīng)常被人忽視。電源線上或耦合進(jìn)電源線的任何噪聲對(duì)輸出信號(hào)都有潛在的破壞作用。

 

考慮ADA4937-1的電源線上存在60MHz、50mVp-p的噪聲這樣一個(gè)例子。它的PSR在50MHz時(shí)是-70dB，這意味著電源線上的噪聲在放大器 輸出端將被減少到約16μV。在1V滿量程輸入的16位系統(tǒng)中，1 LSB是15.3μV，因此電源線上的這個(gè)噪聲將"淹沒(méi)"LSB。

 

這種情況可以通過(guò)增加串聯(lián)表貼鐵氧體磁珠L(zhǎng)1/ L 2和并聯(lián)旁路電容C1/C2（圖15）加以改進(jìn)。

 

圖 15：電源旁路電路

 

在50MHz時(shí)，磁珠的阻抗是60?，10nF(0.01μF)電容的阻抗是0.32?，由這兩種元件組成的衰減器可以提供45.5dB的衰減（公式32）

 

   (32)

 

上述分壓式衰減加上-70d B的PSR總共可提供115d B的抑制效果，因而可將噪聲減小到遠(yuǎn)低于1 LSB的90nVp-p左右。

 

諧波失真

 

頻域中的低諧波失真在窄帶和寬帶系統(tǒng)中都很重要。驅(qū)動(dòng)器中的非線性會(huì)在放大器輸出端產(chǎn)生單頻諧波失真和多頻互調(diào)失真。

 

在噪聲分析例子中使用的方法可以同樣應(yīng)用于失真分析，即對(duì)ADA4939的諧波失真與2V滿量程輸出時(shí)AD 94 45 12位ENOB的1 LSB進(jìn)行比較。一個(gè)ENOB LSB在噪聲分析中代表488μV。

 

The distortion data in the ADA4939 specification table is given for a gain of 2, comparing 2nd and 3rd harmonics at various frequencies. Table 3 shows the harmonic distortion data for a gain of 2 and differential output swing of 2 V p-p.

 

表3：ADA4939的二次和三次諧波失真

 

這些數(shù)據(jù)表明，諧波失真隨頻率增加而增加，并且在感興趣帶寬(50M Hz)內(nèi)二次諧波失真要比三次諧波失真糟糕。在比感興趣頻率更 高的頻率點(diǎn)的諧波失真值較高，因此它們的幅度可能被系統(tǒng)頻帶限制功能所降低。如果系統(tǒng)有一個(gè)50MHz的磚墻式濾波器，那么就只需要考慮超過(guò)25MHz 的頻率點(diǎn)，因?yàn)楦哳l率的所有諧波將被濾波器濾除。盡管如此，我們還是要評(píng)估頻率最高為50MHz的系統(tǒng)，因?yàn)槟?前的所有濾波器對(duì)諧波的抑制可能都不夠，失真分量可能混疊回信號(hào)帶寬內(nèi)。圖16給出了ADA4939在各種電源電壓和2Vp-p輸出時(shí)的諧波失真與頻率的關(guān)系。

 

圖 16：諧波失真與頻率的關(guān)系

 

50MHz時(shí)的二次諧波失真相對(duì)于2Vp-p輸入信號(hào)來(lái)說(shuō)大約是-88dBc。為了比較諧波失真水平和1 ENOB LSB，這個(gè)諧波失真值必須被轉(zhuǎn)換成電壓值，如公式33所示。

 

   (33)

 

這個(gè)失真值只有80μVp-p，或1 ENOB LSB的16%。因此，從失真的角度看，可以認(rèn)為ADA4939是AD9445 ADC驅(qū)動(dòng)器的很好選擇。

 

由于ADC驅(qū)動(dòng)器是負(fù)反饋放大器，輸出失真取決于放大器電路中的環(huán)路增益值。負(fù)反饋放大器固有的開(kāi)環(huán)失真將被減少 1/(1+L G)倍，其中LG代表可用環(huán)路增益。

 

放大器的輸入（誤差電壓）被乘以一個(gè)大的前向電壓增益A(s)，然后通過(guò)反饋系數(shù)β傳送到輸入端，再通過(guò)調(diào)整輸出使誤差最小。這樣， 這類放大器的環(huán)路增益為A(s)×β。隨著環(huán)路增益（A(s), β或兩者）的降低，諧波失真將增加。電壓反饋放大器，如積分器，被設(shè)計(jì)在直流 和低頻率處具有大的A(s)，然后隨著1/f在規(guī)定高頻點(diǎn)趨向于1而發(fā)生滾降。隨著A(s)的滾降，環(huán)路增益下降，失真增加。因此諧波失真參數(shù)是A(s)的倒數(shù)。

 

電流反饋放大器將誤差電流用作反饋信號(hào)。誤差電流被乘以一個(gè)大的前向互阻T(s)而轉(zhuǎn)換成輸出電壓，然后通過(guò)反饋系數(shù) 1/R F將輸出電壓轉(zhuǎn)換成反饋電流，以便使輸入誤差電流最小。因此理想的電流反 饋放大器的環(huán)路增益是 T(s) × (1/RF) = T(s)/RF。 同 A(s)一樣, T(s)也有一個(gè) 大的直流值，并隨著頻率的增加而滾降，從而降低環(huán)路增益，增加諧波失真。

 

環(huán)路增益還直接取決于反饋系數(shù)1/RF。理想電流反饋放大器的環(huán)路增益并不取決于閉環(huán)電壓增益，因此諧波性能不會(huì)隨著閉環(huán)增益 的增加而下降。在實(shí)際的電流反饋放大器中，環(huán)路增益確實(shí)某種程度上取決于閉環(huán)增益，但不會(huì)達(dá)到電壓反饋放大器中那樣的程度。 因此對(duì)于高閉環(huán)增益和低失真的應(yīng)用來(lái)說(shuō)，電流反饋放大器，比如 ADA4927, 是比電壓反饋放大器更好的選擇。從圖17可以看出隨著閉環(huán)增益的增加失真性能保持得有多好。

 

圖 17：失真與頻率和增益的關(guān)系

 

帶寬和壓擺率

 

帶寬和壓擺率在ADC驅(qū)動(dòng)器應(yīng)用中特別重要。一般情況下，器件的帶寬是指小信號(hào)帶寬，而壓擺率衡量的是大信號(hào)擺幅時(shí)放大器輸出端的最大變化率。

 

EUBW（有效可用帶寬） , 一 個(gè)類似于ENOB（有效位數(shù)）的首字母縮略詞，用于描述帶寬。許多ADC驅(qū)動(dòng)器和運(yùn)放自稱有很寬的帶寬指標(biāo)， 但并不是所有帶寬都是可用的。例如，-3dB帶寬是測(cè)量帶寬的一種傳統(tǒng)方法，但它并不意味著所有帶寬是可用的。-3dB帶寬的幅度和 相位誤差的使用比實(shí)際"截止"頻率要早十年。那么什么是放大器的EUBW？如何確定它的大?。看_定可用帶寬的一個(gè)極好方法是查詢數(shù)據(jù)手冊(cè)上的失真圖。

 

圖18表明，為了使二次和三次諧波保持大于-80dBc，這個(gè)ADC驅(qū)動(dòng)器不應(yīng)用于超過(guò)60MHz的頻率。由于每個(gè)應(yīng)用都不盡相同，系統(tǒng)要求將 成為具有足夠帶寬和足夠失真性能的合適驅(qū)動(dòng)器的選擇準(zhǔn)則。

 

圖 18：ADA4937電流反饋型ADC驅(qū)動(dòng)器的失真曲線

 

壓擺率，一種大信號(hào)參數(shù)，指的是放大器輸出在沒(méi)有過(guò)高失真的情況下能夠跟蹤輸入的最大變化率。以壓擺率考慮正弦波輸出

 

   (34)

 

公式34在過(guò)零點(diǎn)的導(dǎo)數(shù)（變化率）即最大變化率，它等于：

 

   (35)

 

其中 dv/dt max是壓擺率，Vp是峰值電壓，f等于滿功率帶寬(FPBW)。推算FPBW：

 

   (36)

 

因此，在選擇ADC驅(qū)動(dòng)器時(shí)，重點(diǎn)要考慮增益、帶寬和壓擺率(FPBW)，以確定放大器是否足夠滿足應(yīng)用要求。

 

穩(wěn)定性

 

關(guān)于差分ADC驅(qū)動(dòng)器的穩(wěn)定性考慮與運(yùn)放是一樣的，關(guān)鍵參數(shù)是相位余量。雖然特定放大器配置的相位余量可以從數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲取， 但在實(shí)際系統(tǒng)中由于PCB版圖中的寄生效應(yīng)這個(gè)相位余量會(huì)有顯著降低。

 

負(fù)電壓反饋放大器的穩(wěn)定性取決于其環(huán)路增益的大小和符號(hào)， A(s) × β. 差分ADC驅(qū)動(dòng)器要比典型的運(yùn)放電路稍微復(fù)雜一點(diǎn)，因?yàn)樗?有兩個(gè)反饋系數(shù)。在公式7和公式8的分母中可以見(jiàn)到環(huán)路增益。公式37提供了在反饋系數(shù)不匹配(β1 ≠ β2)情況下的環(huán)路增益。

 

   (37)

 

當(dāng)反饋系數(shù)不匹配時(shí)，有效反饋系數(shù)是兩個(gè)反饋系數(shù)的簡(jiǎn)單平均值。當(dāng)它們匹配并被定義為β時(shí)，環(huán)路增益可以簡(jiǎn)化為 A(s) × β.

 

要想使反饋放大器穩(wěn)定，其環(huán)路增益不允許等于-1（相當(dāng)于相位偏移-180°、幅度為1）。對(duì)于電壓反饋放大器來(lái)說(shuō)，其開(kāi)環(huán)增益頻率圖上環(huán)路增益 值等于1（即0dB）的點(diǎn)正是A(s)值等于反饋系數(shù)倒數(shù)的地方。對(duì)于基本的放大器應(yīng)用，反饋是純阻性的，在反饋環(huán)路中不會(huì)引入 相位偏移。在反饋系數(shù)匹配的情況下，與頻率無(wú)關(guān)的反饋系數(shù)倒數(shù) 1 + RF/RG通常被稱為噪聲增益。 如果將以 dB為單位的恒定噪聲增益與開(kāi)環(huán)增益A(s)繪制在同一張圖上，那么兩條曲線的交叉點(diǎn)就是環(huán)路增益為1或0dB的地方。在這個(gè)頻率點(diǎn)的A(s) 相位與-180°之間的差值被定義為相位余量。為了穩(wěn)定工作，這個(gè)相位余量應(yīng)大于或等于45°。圖19給出了 RF/RG = 1 （噪聲增益 =2）時(shí)A DA4932的單位環(huán)路增益點(diǎn)和相位余量。

 

圖19：ADA4932開(kāi)環(huán)增益幅度和相位與頻率的關(guān)系

 

進(jìn)一步觀察圖19可以發(fā)現(xiàn)，A DA4932在噪聲增益為1（每個(gè)環(huán)路中100%反饋）時(shí)有約50°的相位余量。雖然讓ADC驅(qū)動(dòng)器工作在零增益有點(diǎn)不切實(shí)際，但這一結(jié)果表明，A DA4932可以穩(wěn)定工作在小數(shù)差分增益(如RF/RG=0.25，噪聲增益=1.25 )。并不是所有差 分ADC驅(qū)動(dòng)器都能這樣。最小穩(wěn)定增益可以在所有ADC驅(qū)動(dòng)器的數(shù)據(jù)手冊(cè)中找到。

 

電流反饋ADC驅(qū)動(dòng)器的相位增益同樣可以從開(kāi)環(huán)響應(yīng)中判斷。電流反饋放大器不再使用前向增益A(s)，而是 使 用前向互阻T(s)，并 將誤 差電流用作反饋信號(hào)。帶匹配反饋電阻的電流反饋驅(qū)動(dòng)器的環(huán)路增益等于T(s)/RF，因此電流反饋放大器環(huán)路增益幅度在T(s)=RF時(shí)等于1（即0dB）。這個(gè)點(diǎn)在開(kāi)環(huán)互阻和相位圖上很容易找到，定位方法與電壓反饋放大器相同。注意，繪制電阻與1k?的比值能使阻值表示在對(duì)數(shù)圖上。圖20給出了RF=300時(shí)A DA4927電流反饋差分ADC驅(qū)動(dòng)器的單位環(huán)路增益點(diǎn)和相位余量。

 

圖20：ADA4927開(kāi)環(huán)增益幅度和相位與頻率的關(guān)系

 

300 ?反饋電阻水平線與互阻幅度曲線的交叉點(diǎn)是環(huán)路增益為0dB的地方。在 這個(gè)頻率點(diǎn)，T(s)的相位接近-13 5°，因此 有45°的相位余量。相位余量和穩(wěn)定性隨RF的增加而增加，隨RF的減小而減小。電流反饋放大器應(yīng)始終使用具有足夠相位余量的純電阻反饋

 

PCB版圖

 

在穩(wěn)定的ADC驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)好后，還必須在PCB上實(shí)現(xiàn)。由于電路板存在寄生成分，總是會(huì)損失一些相位余量，因此電路板的寄生效應(yīng)必 須保持最小，其中特別要關(guān)注的是負(fù)載電容、反饋環(huán)路電感和求和節(jié)點(diǎn)電容。每種寄生電抗都會(huì)給反饋環(huán)路增加遲滯性相位偏移，從而減小相位余量。由于 PCB版圖設(shè)計(jì)不良可能導(dǎo)致20°以上的相位余量損失。

 

在使用電壓反饋放大器時(shí)最好使用盡可能小的RF，以便最小化由 RF和求和節(jié)點(diǎn)電容組成的極點(diǎn)引起的相位偏移。如果要求使用大的RF，寄生電容可以用跨接每個(gè)反饋電阻的小電容CF進(jìn)行補(bǔ)償，對(duì)CF的要求是RFCF等于RG乘以求和節(jié)點(diǎn)電容。

 

PCB版圖是設(shè)計(jì)中最后的必要步驟之一。遺憾的是，它也是設(shè)計(jì)中最容易被忽視的步驟之一，即使性能高度依賴于版圖設(shè)計(jì)的高速電路 也是如此。馬虎或拙劣的版圖設(shè)計(jì)可能降低一個(gè)高性能設(shè)計(jì)的性能，甚至使它不能工作。雖然本文無(wú)法涵蓋正確高速PCB 設(shè)計(jì)的所有方面，但還是要介紹一些關(guān)鍵點(diǎn)。

 

寄生成分將損害高速電路的性能。寄生電容是由元器件的焊盤、走線、地平面或電源平面引起的。沒(méi)有地平面的長(zhǎng)走線將形成寄生電 感，進(jìn)而導(dǎo)致瞬態(tài)響應(yīng)中的振鈴和其它不穩(wěn)定現(xiàn)象。寄生電容在放大器的求和節(jié)點(diǎn)處特別危險(xiǎn)，因?yàn)樗鼤?huì)在反饋?lái)憫?yīng)中引入一個(gè)極點(diǎn)， 造成尖峰和不穩(wěn)定。一種解決方案是確保ADC驅(qū)動(dòng)器安裝和反饋元件焊盤下方區(qū)域的所有電路板層都是干凈的地和電源平面。

 

要使有害寄生電抗最小，首先要使所有走線盡可能短。RF-4印制板的外層50?走線產(chǎn)生的寄生參數(shù)大約為2.8p F/英寸和7n H/英寸。內(nèi)層50?走線的寄生電抗將在此基礎(chǔ)上增加約30%。還要確保在長(zhǎng)走線下方有地平面，以使走線電感最小。保持短小的走線有助于減小寄生電容和寄生電感—并保持設(shè)計(jì)的完整性。

 

電源旁路是版圖設(shè)計(jì)中另一個(gè)重要的考慮因素。確保電源旁路電容和VOCM旁路電容盡可能靠近放大器引腳放置。另外，在電源上使用 多個(gè)旁路電容有助于確保為寬帶噪聲提供低阻抗路徑。圖21給出了一個(gè)帶旁路和輸出低通濾波器的典型差分放大器原理圖。低通濾波 器用于限制進(jìn)入ADC的帶寬和噪聲。理想情況下，電源旁路電容回路靠近負(fù)載回路，這有助于減小地平面中的環(huán)流，從而改善ADC驅(qū)動(dòng) 器性能（圖22a和圖22b）。

 

圖21 ：帶電源旁路電路和輸出低通濾波器的ADC驅(qū)動(dòng)器

 

使用地平面和一般的接地技巧是一個(gè)具體而復(fù)雜的課題，不在本文討論的范圍之內(nèi)。不過(guò)有幾個(gè)要點(diǎn)需要指出，見(jiàn)圖22a和圖22b。首先，只在一個(gè)點(diǎn)將模擬和數(shù)字地連接在一起，記住只是單點(diǎn)接地。這樣做可以使地平面中模擬和數(shù)字電流的交互作用最小，而這種交互最終將導(dǎo)致系統(tǒng)中產(chǎn)生"噪聲"。另外，要將模擬電源終接到模擬電源 平面，數(shù)字電源終接到數(shù)字電源平面。對(duì)于混合信號(hào)IC，要將模擬回路終接到模擬地平面，將數(shù)字地回路終接到數(shù)字地平面。

 

圖23：混合信號(hào)的接地方式

 

Figure 23. Mixed-signal grounding.

 

有關(guān)高速PCB版圖設(shè)計(jì)的詳細(xì)討論請(qǐng)參考 A Practical Guide to High-Speed Printed-Circuit-Board Layout3 。

 

我們希望當(dāng)您用ADC驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)這里提供的材料有助于您更加全面地考慮眾多必要因素。理解差分放大器—并在項(xiàng)目開(kāi)始時(shí)就留意ADC驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)的細(xì)節(jié)—將使設(shè)計(jì)過(guò)程中發(fā)生的問(wèn)題最少，并使您遠(yuǎn)離ADC驅(qū)動(dòng)器故障。

 

參考電路

 

¹有關(guān)ADI公司的所有器件信息，請(qǐng)?jiān)L問(wèn) www.analog.com.

 

²www.analog.com/en/design-center/interactive-design-tools/adi-diffampcalc.html.

 

³www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/high-speed-printed-circuit-board-layout.html.

 

 

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