【導(dǎo)讀】未來的汽車將車輪上的視聽仙境，它將配備環(huán)繞式的屏幕和數(shù)十個揚聲器。即使在行駛中，車輛也可以通過超高速 5G 傳輸視聽內(nèi)容，乘客可以沉浸在令人難以置信的感官體驗之中。為了實現(xiàn)這種內(nèi)容豐富、高度連接的未來移動范式，新興的數(shù)字駕駛艙系統(tǒng)對計算能力的需求也呈指數(shù)級增長。這種增長導(dǎo)致了對功率的更高要求。
交錯式拓?fù)湓絹碓绞軞g迎，因為這種拓?fù)洳粌H可以提供更高的負(fù)載電流，還能改善 EMC。但是，在設(shè)計這種汽車電源管理系統(tǒng)時，工程師必須在散熱、電路板尺寸和成本之間權(quán)衡利弊。尤其重要的是，相位之間需要實現(xiàn)最佳電流分配，以避免某個相位的 MOSFET 過熱，從而導(dǎo)致整個系統(tǒng)性能的下降。
本文提出了一種新穎的高性價比方法，通過兩顆降壓控制器的多相控制，實現(xiàn)了電池直接供電的大功率電源管理方案。該解決方案將一個簡單而有效的熱平衡電路與兩個交錯式MPQ2908A-AEC1器件（4V 至 60V 輸入、電流模式、同步降壓控制器）相結(jié)合，有效改善了相間電流分配，同時還巧妙解決了實現(xiàn)更高功率的難題。
功率級
隨著新型汽車設(shè)計的功率需求不斷上升，電力電子工程師也面臨更多的挑戰(zhàn)。他們需要在不增加 PCB 尺寸和成本的條件下設(shè)計出功率更高的電路，同時必須保持低于規(guī)定值的低 EMI。
多相拓?fù)涮峁┝艘环N簡單的解決方案來克服這一設(shè)計挑戰(zhàn)。在這種拓?fù)渲?，多個電源變換器并聯(lián)放置以增加整個電源單元 (PSU) 的可用負(fù)載電流，從而增加可輸送的功率總量。與此同時，如果所有變換器彼此同步運行但鎖定相位不同，則整個系統(tǒng)產(chǎn)生的 EMI 也會降低。最終，負(fù)載所需的電流由所有變換器分擔(dān)，散熱性能得到優(yōu)化。
本文介紹的汽車電源管理系統(tǒng)即采用雙相電源，它可以將新型汽車設(shè)計中常見的 48V電源降至12V，以滿足許多高級駕駛輔助系統(tǒng) (ADAS) 的需求。為了提供高達(dá)20A 的負(fù)載電流，該設(shè)計使用了兩個 MPQ2908A-AEC1 器件。這款控制器除了具備寬輸入范圍并可實現(xiàn)48V 規(guī)格降壓以外，還可以利用其SYNCO 引腳構(gòu)建雙相拓?fù)?，輸?180° 異相時鐘。
圖 1 顯示了一個初始 240W 功率級的系統(tǒng)框圖。首先，系統(tǒng)中包含48V的汽車電池。它還包含反極性保護和過壓保護 (OVP) 子系統(tǒng)，用于在出現(xiàn)意外事件（例如錯誤連接電纜）時保護系統(tǒng)免受損壞。最后，系統(tǒng)還包含用于減少傳導(dǎo)發(fā)射的EMC 濾波器，以及用于將電壓從 48V 降至 12V的雙相交錯式降壓變換器。由于系統(tǒng)管理的功率相當(dāng)高，因此還添加了一個頻譜擴展 (FSS) 調(diào)制器以實現(xiàn)整個系統(tǒng)中的低 EMI。
圖1: 初始240W功率級
設(shè)計挑戰(zhàn)與解決方案
汽車行業(yè)不斷增長的電力需求使設(shè)計人員面臨兩項關(guān)鍵的設(shè)計挑戰(zhàn)。首先，汽車應(yīng)用的電源必須滿足標(biāo)準(zhǔn)化EMC 要求，例如 CISPR 25 Class 5。這意味著 PCB 布局應(yīng)涵蓋所有 EMC 設(shè)計建議。此外，為確保 240W 系統(tǒng)能夠保持在規(guī)定的 EMC 限制范圍內(nèi)，還需添加特定的補充解決方案，如交錯式拓?fù)?、EMC 濾波器和 FSS 調(diào)制器。
與此同時，設(shè)計方案還需要管理電路板熱量。我們建議通過選擇合適的電路元件來實現(xiàn)系統(tǒng)的高效率。提高效率可以減少功率損耗，從而最大限度地減少溫升。設(shè)計人員尤其應(yīng)謹(jǐn)慎選擇系統(tǒng)中的 MOSFET 和電感。
圖 2 所示為初始 240W 功率級在四種不同輸入電壓（24V、36V、48V 和 60V）下的效率。
圖2: 系統(tǒng)效率
除了選擇最佳組件之外，還有其他方法也可以改善汽車電源管理系統(tǒng)的散熱性能。例如，采用 MPQ2908A-AEC1 允許設(shè)計人員選擇變換器的開關(guān)頻率(fSW)。通常，fSW 應(yīng)盡可能地低以減少開關(guān)損耗。較低頻率可提高效率，同時避免電路板過熱。在本文的示例中，fSW 設(shè)置為 225kHz。較高EMI 峰值位于 450kHz (2 x fSW) 處，這減少了開關(guān)損耗而且不會影響 EMC性能。
除了散熱和 EMC 限制以外，交錯式拓?fù)渫ǔ＿€需要均勻的熱分布以平衡 MOSFET的退化，并防止電路板的某些部分過熱。為了解決這個問題，合理布局PCB 并優(yōu)化兩個控制器之間的電流分配至關(guān)重要。采用最佳均流方案可以使負(fù)載電流在系統(tǒng)所有變換器之間均勻分配，從而使所有 MOSFET 都具有相同的溫升。
假設(shè)一個系統(tǒng)沒有考慮散熱均衡。在系統(tǒng)負(fù)載電流為 20A 且處于穩(wěn)態(tài)時，每相平均電流之間將存在 1A 的差異（如圖 3 中的淺藍(lán)色和綠色跡線所示），這將導(dǎo)致相位之間的溫度不平衡。如果相位之間存在次優(yōu)的熱分布（相位溫度如圖 3 中的深藍(lán)色和粉色跡線所示），則溫度較高的相位會更快退化。
圖 3：沒有熱平衡的系統(tǒng)電流分配
熱平衡系統(tǒng)
本文提供了一種簡單易行的電路設(shè)計，它通過精確的溫度感測來均衡相間溫度。我們將該電路與初始240W系統(tǒng)合并，然后檢測并比較兩相的溫度。如圖4可見，每個變換器提供的負(fù)載電流都有相應(yīng)改變。
圖 4：帶熱平衡系統(tǒng)的 240W 功率級
例如，如果 T1 > T2，熱平衡系統(tǒng)會修改相 2 的補償信號以提高其輸出電壓 (VOUT2)。由于總輸出電流由負(fù)載決定，是不變的，所以相 2 的電流(IPHASE2) 增加而相 1 的電流 (IPHASE1) 減小。因此，相 1 的功耗和溫度會降低，直到 T1 = T2。
另外，該電路還降低了 BOM 成本并最大限度地減小了 MOSFET 和電感的尺寸。如果兩相之間的電流分配不均，設(shè)計人員就必須采用物理尺寸更大的電路元件，如 MOSFET 和電感，以承受電流測量容差引起的較大電流和功率。而當(dāng)相間電流分配均勻時，就可以使用尺寸更小的 MOSFET 和電感，從而優(yōu)化設(shè)計，并降低 BOM 成本。
在該電路中，兩相的溫度通過兩個負(fù)溫度系數(shù) (NTC) 熱敏電阻檢測。然后溫差被饋送到比例積分 (PI) 控制電路，由該電路將信號輸出到相 2 的補償 (COMP) 引腳。如果 T2 < T1，則相2 COMP 引腳上的電壓將隨電流的增加而增大（反之，當(dāng) T2 > T1時亦然）。
相1并未連接到熱平衡電路上。輸出電流 (ILOAD) 是兩相電流的組合 (IPHASE1 + IPHASE2)，它由負(fù)載設(shè)置，并與相電流分布無關(guān)，如公式 (1) 所示：
當(dāng) IPHASE2由于熱平衡控制而減小，IPHASE1 會自動增大（反之亦然）。因此，盡管相 1并沒有直接連接到熱平衡電路上，但仍受其影響。
圖 5 所示為熱平衡設(shè)計原理圖。
圖 5：熱平衡設(shè)計原理圖
放置在相 1 和相 2 的 COMP 引腳之間的電阻器 (R8) 用于確保兩相之間的電流差不會達(dá)到臨界或危險水平。我們通過實驗可確定 270kΩ 為 R8 的最佳值。
簡化后的電路只需正確選擇 PI 電路元件的尺寸即可實現(xiàn)溫度控制。PI 電路傳遞函數(shù)(H(s))如公式(2) 所示：
其中 C1、R4和 R7 都是 PI 補償環(huán)路中的元件。 PI 電路的比例增益 (KP) 可通過公式 (3) 來計算：
PI 電路的積分增益 (KI) 可通過公式 (4) 來計算：
測試結(jié)果
采用熱平衡系統(tǒng)可以使電流均衡和溫度均衡都得到明顯改善，圖 3 中顯示的2°C溫差可降至 0.5°C 以下（如圖 6 中的深藍(lán)色和粉色跡線所示）。
圖 6：采用熱平衡系統(tǒng)后的均流效果
結(jié)語
新型汽車設(shè)計均采用 48V 電源管理系統(tǒng)，以減輕車輛線束的重量以及功率損耗。為了承擔(dān)更高負(fù)載，采用交錯式拓?fù)鋵τ谔岣咚韫β史浅Ｖ匾?/p>
采用交錯式拓?fù)湫枰獙崿F(xiàn)均勻的熱分布，以平衡 MOSFET 的退化。本文介紹的方案結(jié)合MPQ2908A-AEC1實現(xiàn)了一種簡單易行的熱平衡電路，它改善了多相設(shè)計中的電流分配和溫度分布，可滿足EMC 標(biāo)準(zhǔn)，如 CISPR 25 Class 5。采用現(xiàn)有常用元器件，多相變換器相位之間的溫差可以從 2°C 有效降低至 0.5°C。
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