中心議題：

• 自驅動同步反向轉換
• DCM 與 CCM 運行
• 升級至隔離柵極驅動和可編程無反應時間
• 有源鉗位取代高損耗 RCD 緩沖器

插到墻上電源插座的普通墻上適配器每年要花去用戶大約 3 美元。通過“能源之星”計劃，北美許多國家正致力于降低該費用，以及減少制造該電源所帶來的污染。許多墻上適配器和其他低功耗隔離式電源都使用了反向轉換器，因為其結構簡單、成本較低。但是，反向轉換器并非以高效率見長，低輸出電壓時更是如此。在那些效率至上的應用中，不要操之過急地將反向轉換器從備選解決方案中去除。只需運用一些我們都知道的小技巧，就可以將反向轉換器的效率提高大約 10%。

在傳統(tǒng)的二極管整流反向轉換器中，輸出二極管整流器是產生功率損耗的一個重要原因。輸出二極管的平均電流等于 DC 輸出電流，而峰值電流可能是其數(shù)倍，具體情況取決于占空比。肖特基二極管的二極管正向壓降通常為 0.5V，而標準 PN 結型二極管的二極管正向壓降為 0.8V。這種大正向壓降會帶來二極管中相對較高的損耗，大大降低了效率。使用同步 MOSFET 來替代二極管可極大地降低這些傳導損耗。圖 1 描述了標準二極管整流反向電源如何被轉換為自驅動同步反向電源。

在自驅動同步反向電源中，輸出二極管被一個 N 通道 MOSFET 代替，同時必須向電源變壓器添加一個繞組以生成同步柵極驅動信號。相比輸出二極管整流器，該同步MOSFET的低導通電阻可帶來更低的傳導損耗，這就極大地提高了高負載電流時的效率。

二極管整流反向結構和同步反向結構之間存在一個根本的區(qū)別，關鍵的波形如圖 2 所示。二極管整流反向結構的輸出二極管可阻止變壓器二次電流回流。在輕負載狀態(tài)下，當變壓器的二次電流被完全放電至各循環(huán)末端的輸出時，這會帶來非連續(xù)電流模式 (DCM)。同步 MOSFET 使電流能夠不斷地向負極方向流動，并使同步反向結構始終運行在連續(xù)電流模式 (CCM) 下，而不用考慮負載電流的大小。這種情況通常是有益的，因為控制環(huán)路增益不會像其轉入 DCM 運行時一樣出現(xiàn)下降，從而保持全動態(tài)性能（甚至在零負載狀態(tài)下）。同步 MOSFET 的使用會對零點或輕負載效率產生不利影響，這是由于相對較大的 AC 電流在流動時，凈 DC 輸出電流極少甚至沒有。同這些回路電流相關的變壓器和一次側 MOSFET 開關損耗比二極管整流反向結構中的要大，其電流在輕負載條件下會減少。

盡管同步 MOSFET 可極大地降低傳導損耗，但是它卻帶來了二極管整流反向結構中所沒有的柵極驅動損耗、開關損耗和直通損耗 (shoot-through loss)。柵極驅動損耗來自每個開關周期中被充電和放電的 MOSFET 柵極的電容。MOSFET 開啟和關閉轉換時會出現(xiàn)開關損耗，因為漏-源電壓和漏極電流出現(xiàn)了疊加。主開關必須在次級 FET 即將關閉之前開啟，這樣便產生了直通損耗。開關期間，這就在變壓器中形成一個短路電路，帶來大量功率損耗。在自驅動同步反向拓撲中，一次側 MOSFET 開啟向同步 MOSFET 發(fā)出關閉指令。這樣，當同步 MOSFET 直接由電源變壓器來驅動時，便不可能完全消除貫通電流。自驅動同步 MOSFET 必須具有極短的關閉延遲和下降時間，才能最小化直通損耗。盡管同步 MOSFET 帶來了更多的開關損耗，但是如果設計得當?shù)脑掃@種傳導損耗一般可以比二極管整流正向壓降損耗低很多，單是這一好處往往就能勝過其所有不利方面。
[page]
圖 3 顯示了一個具有可編程延遲的隔離柵極驅動信號如何被添加到同步反向結構中以消除直通損耗。通過柵極驅動變壓器，可以實現(xiàn)隔離和電平變換。必須使用擁有較好驅動輸出和可調節(jié)延遲的 PWM 控制器（例如：UCC2897），以便對一次側和二次側同步 MOSFET 進行控制。延遲必須足夠長，以確保同步 MOSFET 能夠在一次側 MOSFET 開啟以前被完全關閉。然而，延遲太長會引起一個或兩個 MOSFET 上出現(xiàn)主體二極管傳導，并導致過多的功率損耗。由于最佳停滯時間取決于一次側和二次側 MOSFET 延遲時間、轉換速度、電源變壓器漏電感以及柵極驅動電路，因此可調節(jié)延遲時間控制器對最小化損耗至關重要。

圖 4 描述了如何進一步提高效率并利用同步 MOSFET 柵極驅動信號來控制一個有源主緩沖器。這種結構通常被稱為有源鉗位反向結構。在前面示意圖中，我們已經使用 RCD 緩沖器來降低一次側 MOSFET 漏-源-電壓的電壓峰值。該電壓峰值出現(xiàn)在一次側 MOSFET 關閉時，這主要是由于變壓器主繞組的泄露能量造成的。RCD 緩沖器消耗了其緩沖器電阻中的這種能量。在有源鉗位反向結構中，泄露能量由鉗位電容捕獲，并被帶至負載再循環(huán)，最后返回到輸入。這就構成了一個實際上無損耗的緩沖器。RCD 緩沖器的漏-源極-電壓波形和一個有源鉗位的對比關系如圖 5 所示。該有源鉗位消除了高頻峰值。除消除漏能損耗以外，開關損耗和 EMI 也得到了極大降低。在許多情況下，這種有源鉗位緩沖器允許使用低漏-源-電壓額定值的一次側 MOSFET，從而進一步降低了損耗，并有可能降低 MOSFET 的成本。
[page]
圖 6 顯示了每次二極管整流反向結構升級對實際設計效率的提升程度。電源將一個遠距通信 48VDC 輸入轉換為一個 3.5A 最大負載電流的 3.3V 輸出。將一個二極管整流器轉換為一個自驅動同步反向結構使最大負載效率提高超過 7%，但也確實降低了 1A 以下輸出電流的輕負載效率。這是由于同步 MOSFET 帶來了柵極驅動損耗、開關損耗和直通損耗。如圖 7 所示，輕負載狀態(tài)下這些損耗在總損耗中占較大百分比，從而降低了輕負載的效率。使用可編程延遲消除了直通損耗，從而極大地提高了輕負載的效率，如圖 7 所示。由于其他電路損耗在同步 MOSFET 損耗中占主導地位，因此滿負載效率保持基本不變。最終，有源鉗位的實施提高了所有負載條件下 3.3V 電源的效率。

圖 8 顯示了有源鉗位電路中兩種不同的延遲設置，以及它們是如何影響不同負載條件下的效率的。由較大 Rdel 電阻值編程獲得的較長延遲時間降低了輕負載直通損耗，從而極大地提高了輕負載效率。但是，這種長延遲時間同時也增加了同步 MOSFET 主體二極管的傳導時間，使?jié)M負載條件時的效率降低了 1% 左右。使用較低值 Rdel 后，滿負載同步 MOSFET 主體二極管傳導損耗在直通損耗中占主導地位。在某些情況下，人們也許必須經由選取合適的 Rdel 值來選擇是使輕負載效率最大化，還是讓最大負載效率最大化。圖 9 所示的有源鉗位反向電源運用了所有這些效率提升方法。這種結構使最大負載的效率提高大約 10%，并且擁有和原始二極管整流設計差不多一樣的輕負載效率性能。[page]

總結

如果注重輕負載效率和成本最低化，那么依靠“簡單的”二極管整流反向電路來獲得效率提高則較為困難。如果您的要求沒有那么苛刻，那么選用自驅動同步 MOSFET 驅動便可以最低成本實現(xiàn)較大的效率增益。在使用 UCC2897 控制器的一次側 MOSFET 和二次側同步 MOSFET 之間添加可編程柵極驅動延遲，可以提高輕負載效率。利用有源鉗位電路，已被證實與典型的二極管整流反向轉換器相比，其可提高約 10% 的滿負載效率，而在輕負載時效率會有所下降。另一個好處是在整個滿輸出負載范圍內都保持了“連續(xù)導電模式”，從而保持了卓越的輕負載瞬態(tài)性能。本文敘述的每一種電路改進方法都可降低電路損耗，但都會帶來設計成本的增加。因此，請根據(jù)您的預算來決定您要達到的環(huán)保水平！