中心議題：

• 數(shù)字控制的無(wú)橋PFC
• 自適應(yīng)總線電壓和開(kāi)關(guān)頻率控制
• 數(shù)字控制提高無(wú)橋PFC性能方案

解決方案：

• 通過(guò)變流器實(shí)現(xiàn)電流檢測(cè)
• 動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)環(huán)路補(bǔ)償器
• 改善輕載時(shí)的PF
• 非線性控制

由于效率要求不斷增長(zhǎng)，許多電源制造商開(kāi)始將注意力轉(zhuǎn)向無(wú)橋功率因數(shù)校正（PFC）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。一般而言，無(wú)橋PFC可以通過(guò)減少線路電流路徑中半導(dǎo)體元器件的數(shù)目來(lái)降低傳導(dǎo)損耗。盡管無(wú)橋PFC的概念已經(jīng)提出了許多年，但因其實(shí)施難度和控制復(fù)雜程度，阻礙了它成為一種主流拓?fù)洹?br />
隨著一些專為電源設(shè)計(jì)的低成本、高性能數(shù)字控制器上市，越來(lái)越多的電源公司開(kāi)始為PFC設(shè)計(jì)選用這些新型數(shù)字控制器。相比傳統(tǒng)的模擬控制器，數(shù)字控制器擁有許多優(yōu)勢(shì)，例如：可編程配置，非線性控制，較低器件數(shù)目以及最為重要的復(fù)雜功能實(shí)現(xiàn)能力（模擬方法通常難以實(shí)現(xiàn)）。

大多數(shù)現(xiàn)今的數(shù)字電源控制器（例如：TI的融合數(shù)字電源控制器UCD30xx）都提供了許多的集成電源控制外設(shè)和一個(gè)電源管理內(nèi)核，例如：數(shù)字環(huán)路補(bǔ)償器，快速模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC），具有內(nèi)置停滯時(shí)間的高分辨率數(shù)字脈寬調(diào)制器（DPWM），以及低功耗微控制器等。它們都對(duì)無(wú)橋PFC等復(fù)雜高性能電源設(shè)計(jì)具有好處。

數(shù)字控制的無(wú)橋PFC

在其他無(wú)橋PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，圖1是一個(gè)已被業(yè)界廣泛采用的無(wú)橋PFC實(shí)例。它具有兩個(gè)DC/DC升壓電路，一個(gè)由L1、D1和S1組成，另一個(gè)則由L2、D2和S2組成。D3和D4為慢恢復(fù)二極管。通過(guò)參考內(nèi)部電源地，分別檢測(cè)線路（Line）和中性點(diǎn)（Neutral）電壓，測(cè)量得到輸入AC電壓。通過(guò)對(duì)比檢測(cè)到的線路和中性點(diǎn)信號(hào)，固件便可知道它是一個(gè)正半周，還是一個(gè)負(fù)半周。在一個(gè)正半周內(nèi)，第一個(gè)DC/DC升壓電路（L1-S1-D1）有效，并且升壓電流通過(guò)二極管D4回到AC中性點(diǎn)；在一個(gè)負(fù)半周內(nèi)，第二個(gè)DC/DC升壓電路（L2-S2-D2）有效，并且升壓電流二極管通過(guò)D3回到AC線。像UCD3020這樣的數(shù)字控制器用于控制這種無(wú)橋PFC。

圖1:數(shù)字控制無(wú)橋PFC

無(wú)橋PFC基本上由兩個(gè)相升壓電路組成，但在任何時(shí)候都只有一個(gè)相有效。對(duì)比使用相同功率器件的傳統(tǒng)單相PFC,無(wú)橋PFC和單相PFC的開(kāi)關(guān)損耗應(yīng)該相同。但是，無(wú)橋PFC電流在任何時(shí)候都只通過(guò)一個(gè)慢速二極管（正半周為D4,負(fù)半周為D3），而非兩個(gè)。因此，效率的提高取決于一個(gè)二極管和兩個(gè)二極管之間的傳導(dǎo)損耗差異。另外，通過(guò)完全開(kāi)啟非當(dāng)前的開(kāi)關(guān)可以進(jìn)一步提高無(wú)橋PFC效率。例如：在一個(gè)正半周內(nèi)，在S1通過(guò)PWM信號(hào)控制的同時(shí)，S2可以完全開(kāi)啟。當(dāng)流動(dòng)的電流低于某個(gè)值時(shí)，MOSFET S2壓降可能低于二極管D4,因此，返回電流部分或者全部流經(jīng)L1-D1-RL-S2-L2,然后返回AC源。這樣，傳導(dǎo)損耗被降低，電路效率也能夠提高（特別是在輕載情況下）。同樣，在一個(gè)負(fù)半周內(nèi)，S2開(kāi)關(guān)時(shí)，S1被完全開(kāi)啟。圖2顯示了S1和S2的控制波形。

圖2:無(wú)橋PFC的PWM波形

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自適應(yīng)總線電壓和開(kāi)關(guān)頻率控制

傳統(tǒng)上，效率指標(biāo)在高壓線路和低壓線路上都規(guī)定為滿載?，F(xiàn)在，計(jì)算服務(wù)器和遠(yuǎn)程通信電源等大多數(shù)應(yīng)用要求，除在滿載時(shí)，在10%-50%負(fù)載范圍時(shí)，效率也應(yīng)當(dāng)滿足標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范。在大多數(shù)AC/DC應(yīng)用中，系統(tǒng)具有一個(gè)PFC和一個(gè)下游DC/DC級(jí)，因此，我們將根據(jù)整個(gè)系統(tǒng)來(lái)測(cè)量效率。若想提高輕載時(shí)的總系統(tǒng)效率，一種方法是降低PFC輸出電壓和開(kāi)關(guān)頻率。這要求了解負(fù)載信息，而這項(xiàng)工作通常通過(guò)使用一些額外電路，測(cè)量輸出電流來(lái)實(shí)現(xiàn)。然而，采用數(shù)字控制器，便不再需要這些額外電路。在輸入AC電壓和DC輸出電壓相同時(shí)，輸出電流與電壓環(huán)路輸出成正比。因此，如果我們知道電壓環(huán)路的輸出，我們便可以相應(yīng)地調(diào)節(jié)頻率和輸出電壓。使用數(shù)字控制器以后，電壓環(huán)路通過(guò)固件來(lái)實(shí)現(xiàn)。其輸出已知，因此，實(shí)現(xiàn)這種特性十分容易，并且成本比使用模擬方法要低得多。

通過(guò)變流器實(shí)現(xiàn)電流檢測(cè)

無(wú)橋PFC的難題之一是，如何檢測(cè)整流后的AC電流。如前所述，AC返回電流（部分或者全部）可能會(huì)流經(jīng)非當(dāng)前的開(kāi)關(guān)，而非慢速二極管D3/D4.因此，在接地路徑中，使用分流器來(lái)檢測(cè)電流的方法（通常在傳統(tǒng)PFC中使用）已不再適用。取而代之的是使用變流器（CT）來(lái)檢測(cè)，且每相一個(gè)（圖1）。這兩個(gè)變流器的輸出整流后結(jié)合在一起，以產(chǎn)生電流反饋信號(hào)。由于在任何時(shí)候都只有一個(gè)變流器具有整流輸出信號(hào)，因此，即使將它們結(jié)合在一起，任何時(shí)候也都只有一個(gè)反饋電流信號(hào)。

圖3:連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)的檢測(cè)電流波形

圖4:非連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)的檢測(cè)電流波形

如圖3、4所示，由于變流器放置在開(kāi)關(guān)的正上方，因此，它只檢測(cè)開(kāi)關(guān)電流（只是電感電流的上升部分）。在數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)時(shí)，在PWM導(dǎo)通時(shí)間Ta中間測(cè)量該開(kāi)關(guān)電流信號(hào)。它是一個(gè)瞬時(shí)值，在圖3、4中以Isense表示。僅當(dāng)該電流為連續(xù)電流時(shí)，測(cè)得的開(kāi)關(guān)電流Isense才等于平均PFC電感電流（圖3）。當(dāng)該電流變?yōu)閳D4所示非連續(xù)狀態(tài)時(shí)，Isense將不再等于平均PFC電感電流。為了計(jì)算電感平均電流，應(yīng)建立在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，中間點(diǎn)檢測(cè)電流Isense和平均電感電流之間的關(guān)系，并且這種關(guān)系應(yīng)同時(shí)適用于連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。

就一個(gè)在穩(wěn)態(tài)工作的升壓型轉(zhuǎn)換器而言，升壓電感的二次電壓應(yīng)在每一開(kāi)關(guān)周期內(nèi)都保持平衡：

其中，Ta為電流上升時(shí)間（PWM導(dǎo)通時(shí)間），Tb為電流下降時(shí)間（PWM關(guān)斷時(shí)間），VIN為輸入電壓，VO為輸出電壓，并假設(shè)所有功率器件均為理想狀態(tài)。

從圖3、4可以看出，我們可以根據(jù)Isense,計(jì)算出電感平均電流Iave:

其中，T為開(kāi)關(guān)周期。

結(jié)合（1）、（2）兩式，可以得到：

通過(guò)（3）式，平均電感電流Iave被表示成瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流Isense.期望電流Iave和Isense為電流控制環(huán)路的電流參考。檢測(cè)到實(shí)際的瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流后，與該參考對(duì)比，誤差被送至一個(gè)快速誤差A(yù)DC（EADC），最后，將數(shù)字化的誤差信號(hào)傳送至一個(gè)數(shù)字補(bǔ)償器，以關(guān)閉電流控制環(huán)路。
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動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)環(huán)路補(bǔ)償器

總諧波失真（THD）和功率因數(shù)（PF）是兩個(gè)判定PFC性能非常重要的標(biāo)準(zhǔn)。一個(gè)好的環(huán)路補(bǔ)償器應(yīng)該具有較好的THD和PF.不過(guò)，由于PFC的輸入范圍非常寬，它可以從80Vac擴(kuò)展至高達(dá)265Vac,因此，在低壓線路擁有較高性能的補(bǔ)償器，在高壓線路上可能無(wú)法很好工作。最好的方法是根據(jù)輸入電壓相應(yīng)地調(diào)節(jié)環(huán)路補(bǔ)償器。這對(duì)模擬控制器來(lái)說(shuō)，可能是一項(xiàng)不可能完成的任務(wù)，但對(duì)于一些數(shù)字控制器（例如：UCD3020）來(lái)說(shuō)，則可以輕松實(shí)現(xiàn)。

該芯片中的數(shù)字補(bǔ)償器是一種數(shù)字濾波器，它由一個(gè)與一階IIR濾波器級(jí)聯(lián)的二階無(wú)限脈沖響應(yīng)（IIR）濾波器組成。控制參數(shù)（即所謂的系數(shù)）被保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱作存儲(chǔ)體（bank）。共有兩個(gè)這樣的存儲(chǔ)體，并且它們可以存儲(chǔ)不同的系數(shù)。任何時(shí)候，只有一個(gè)存儲(chǔ)體的系數(shù)有效并用于補(bǔ)償計(jì)算，而另一個(gè)則處于非工作狀態(tài)。固件始終都可以向非工作存儲(chǔ)體加載新的系數(shù)。在PFC工作期間，可以在任何時(shí)候調(diào)換系數(shù)存儲(chǔ)體，以便允許補(bǔ)償器使用不同的控制參數(shù)，以以適應(yīng)不同的運(yùn)行狀態(tài)。

圖5:低壓線路的VIN和IIN波形（VIN=110V,負(fù)載=1100W,THD=2.23%,PF=0.998）

有了這種靈活性以后，我們可以存儲(chǔ)兩個(gè)不同的系數(shù)組（一個(gè)用于低壓線路，另一個(gè)用于高壓線路），并根據(jù)輸入電壓交換系數(shù)。環(huán)路帶寬、相位裕度和增益裕度在低壓線路和高壓線路下都可優(yōu)化。利用這種動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的控制環(huán)路系數(shù)，并使用固件補(bǔ)償變流器可能出現(xiàn)的偏移，可以極大改善THD和PF.圖5、6是基于1100W無(wú)橋PFC的測(cè)試結(jié)果，在低壓線路上的THD為2.23%,高壓線路上的THD為2.27%,而PF則分別為0.998和0.996。

圖6:高壓線路的VIN和IIN波形（VIN=220V,負(fù)載=1100W,THD=2.27%,PF=0.996）

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改善輕載時(shí)的PF

每個(gè)PFC在輸入端都有一個(gè)電磁干擾（EMI）濾波器。EMI濾波器的X電容會(huì)引起AC輸入電流超前AC電壓，從而影響PF.在輕載和高壓線路下，這種情況將變得更糟糕：PF很難滿足嚴(yán)格的規(guī)范。要想增加輕載時(shí)的PF,我們需要相應(yīng)地強(qiáng)制電流延遲。我們?nèi)绾螌?shí)現(xiàn)呢？

圖7:測(cè)量到的VIN無(wú)延遲

我們知道，PFC電流控制環(huán)路不斷嘗試強(qiáng)制電流與其參考匹配。該參考基本上是AC電壓信號(hào)，只是大小不同。因此，如果我們能夠延遲電壓檢測(cè)信號(hào)，并將延遲后的電壓信號(hào)用于電流參考生成，便可以讓電流延遲，來(lái)匹配AC電壓信號(hào)，從而使PF得到改善。這對(duì)一個(gè)模擬控制器來(lái)說(shuō)比較困難，但對(duì)數(shù)字控制而言，只需幾行代碼便可以實(shí)現(xiàn)。

圖8:測(cè)量到的VIN被延遲300us

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首先，輸入AC電壓通過(guò)ADC測(cè)量。固件讀取測(cè)量到的電壓信號(hào)，再加上一些延遲，然后使用延遲后的信號(hào)來(lái)生成電流參考。圖7、8顯示了1100W無(wú)橋PFC的測(cè)試結(jié)果。在該測(cè)試中，VIN=220V,VOUT=360V,而負(fù)載=108W（約滿載的10%）。通道1為IIN,通道2為VIN,通道4為帶延遲的測(cè)量到的VIN信號(hào)。圖7中，測(cè)量到的VIN沒(méi)有增加延遲，PF=0.86,THD=8.8%.而在圖8中，測(cè)量到的VIN信號(hào)被延遲了300us,這種情況下，PF被改善到0.90.此外，還可以進(jìn)一步改善PF,但這將以犧牲THD為代價(jià)，因?yàn)檫M(jìn)一步延遲電流參考，將在AC電壓交叉點(diǎn)處產(chǎn)生更多的電流失真。在圖9中，測(cè)量到的VIN被延遲了500us,此時(shí)，PF被改善到0.92.但是，電流在電壓交叉點(diǎn)處出現(xiàn)了失真。結(jié)果，THD變得更糟糕，達(dá)到11.3%.

圖9:測(cè)量到的VIN被延遲500us

非線性控制

相比電流環(huán)路，電壓環(huán)路控制的復(fù)雜度較低。在數(shù)字實(shí)現(xiàn)時(shí)，輸出電壓VO通過(guò)一個(gè)ADC檢測(cè)，然后同一個(gè)電壓基準(zhǔn)比較。我們可以使用一個(gè)簡(jiǎn)單的比例積分（PI）控制器，來(lái)閉合該環(huán)路。

其中，U為控制輸出，Kp和Ki分別為比例和積分增益。E[n]為DC輸出電壓誤差采樣值。

如前所述，使用數(shù)字控制的好處之一是它能夠?qū)崿F(xiàn)非線性控制。為提高瞬態(tài)響應(yīng)，可以使用非線性PI控制。圖10是非線性PI控制的一個(gè)例子。誤差越大時(shí)（通常出現(xiàn)在瞬態(tài)），所使用的Kp增益也越大。當(dāng)誤差超出設(shè)置限制時(shí)，這將加速環(huán)路響應(yīng)，并且，恢復(fù)時(shí)間也被縮短。對(duì)于積分器，則又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩(wěn)態(tài)誤差。然而，它卻經(jīng)常引起飽和問(wèn)題，并且其90°相位滯后也將影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。正因如此，我們使用了一個(gè)非線性積分增益（圖10）。當(dāng)誤差超出一定程度時(shí)，積分增益Ki減小，以防止出現(xiàn)飽和、超調(diào)和不穩(wěn)定的問(wèn)題。

圖10:非線性PI控制。

數(shù)字電壓環(huán)路控制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)被稱為抗積分器飽和，它一般出現(xiàn)在AC下降時(shí)。當(dāng)出現(xiàn)AC下降且下游負(fù)載繼續(xù)吸取電流時(shí)，DC輸出電壓開(kāi)始下降，而PFC控制環(huán)路卻仍然嘗試調(diào)節(jié)其輸出。因此，積分器積分，并可能出現(xiàn)飽和，這種情況被稱為積分器飽和。一旦AC恢復(fù)，飽和的積分器便可能引起DC輸出電壓超調(diào)。為防止出現(xiàn)這種情況，則一旦探測(cè)到AC恢復(fù)，固件便馬上復(fù)位積分器，并且DC輸出達(dá)到其調(diào)節(jié)點(diǎn)。

數(shù)字控制器還可以做更多工作，例如：頻率抖動(dòng)、系統(tǒng)監(jiān)控和通信等，并且還可以為無(wú)橋PFC提供靈活的控制、更高的集成度和更高的性能。在一些高端AC/DC設(shè)計(jì)中，越來(lái)越多的設(shè)計(jì)正在使用數(shù)字控制器。