中心議題：

• IGBT驅(qū)動電路的工作原理分析
• IGBT驅(qū)動電路可能存在的問題分析
• IGBT驅(qū)動電路的電流尖峰抑制方案

解決方案：

• 在門極增加穩(wěn)壓管、二極管、電容和電阻

根據(jù)脈沖滲碳電源要求，本文設(shè)計了一種具有高可靠性、信號傳輸無延遲、驅(qū)動能力強(qiáng)等特點的IGBT強(qiáng)驅(qū)動電路，詳細(xì)分析了工作原理，并對電路測試中出現(xiàn)的電流尖峰進(jìn)行了抑制。在此基礎(chǔ)上得出幾個主要影響驅(qū)動電路的因素。實際用于大功率IGBT橋電路驅(qū)動，工作穩(wěn)定可靠。結(jié)果表明，所設(shè)計的電路結(jié)構(gòu)簡單，驅(qū)動能力強(qiáng)，可靠性高，且對用變壓器驅(qū)動大功率全橋電路有通用性。

在脈沖電源中，驅(qū)動電路的好壞直接關(guān)系到逆變器能否正常工作。好的驅(qū)動電路首先要保證開關(guān)管安全，其次還要使開關(guān)管具有較小的損耗。這兩者之間又是矛盾的。因為由功率開關(guān)元件引起的損耗主要是開關(guān)損耗(開通損耗和關(guān)斷損耗)。開關(guān)損耗與驅(qū)動脈沖信號的上升沿陡度和下降沿陡度有很大關(guān)系。下降沿和上升沿越陡，相應(yīng)的開關(guān)損耗就越小，即電壓和電流重迭的時間越短。但是較陡的上升沿和下降沿又會產(chǎn)生過大沖擊電流和電壓尖峰，威脅開關(guān)管的安全工作。因此要實現(xiàn)電源安全且高效率的工作，就要抑制或吸收這些電流和電壓尖峰。這里給出了一種變壓器驅(qū)動的大功率IGBT模塊電路，它既具有較強(qiáng)的驅(qū)動能力，又能很好地吸收電壓和電流尖峰。

1 驅(qū)動電路的分析及此種驅(qū)動電路存在問題

在中頻脈沖滲碳電源中，能快速進(jìn)行過流保護(hù)是至關(guān)重要的，而驅(qū)動脈沖無延遲地傳輸，對實時過流保護(hù)起至關(guān)重要作用；同時為了減少開關(guān)損耗，還要求很陡的驅(qū)動脈沖上升沿和下降沿；一些特殊場合要求緊湊而簡潔、不附加驅(qū)動電源等。綜合考慮以上要求，采用變壓器隔離全橋驅(qū)動電路，其電路如圖1所示。

圖1中兩個橋臂各選用一個N-MOSFET和一個P-MOSFET。兩路PWM控制信號1或2為高電平時，即1為高電平，2為低電平，Q1和Q4關(guān)斷，Q2和Q3導(dǎo)通，Q5開通。此時，Q2，Q3和T1的原邊繞組就形成通路，脈沖電壓加在T1的原邊，相應(yīng)的次邊會得到驅(qū)動脈沖信號。1，2都為低電平時，Q1，Q2會同時導(dǎo)通，T1原邊被短路，則次邊無脈沖輸出。MOSFET具有開通電阻小，響應(yīng)快，能提供很大的瞬時開啟IGBT所需的電流，可以保證驅(qū)動脈沖有較陡的上升沿和下降沿。需要說明的是，此滲碳脈沖電源的輸出脈沖控制芯片采用UC3825，屬于峰值電流控制型芯片，自身具有防偏磁的能力，無需加隔直電容來防止偏磁；相反，當(dāng)加隔直電容時，出現(xiàn)兩路PWM控制信號不能同時關(guān)閉的問題，在去掉此隔直電容后，問題消失。因此，在使用隔直電容防偏磁時，要注意所用芯片的控制模式。

上面給出的驅(qū)動電路雖然解決了驅(qū)動信號無延時傳輸和提供了有較陡上升沿和下降沿的驅(qū)動脈沖，但又出現(xiàn)了驅(qū)動脈沖的上升沿有過沖和下降沿有很大的關(guān)斷尖峰。上升沿的過沖主要是由漏感產(chǎn)生的，具體分析及消除此過沖的方法已有詳盡討論。下降沿的關(guān)斷尖峰主要是勵磁電感產(chǎn)生的。一般減小這兩種尖峰都是通過增加 Rg(門極電阻)來實現(xiàn)，但是增大Rg會減緩驅(qū)動脈沖上升沿和下降沿的陡度，而增大開關(guān)損耗。
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此電路具體工作過程分析如下：圖2是一個脈沖周期，當(dāng)正脈沖上升沿(t0～t3)到來時(這里只考慮正脈沖)，電容C相當(dāng)于短路，通過二極管D和電容C可以給IGBT提供很大的瞬間電流，把驅(qū)動脈沖的上升時間縮短。圖2中正脈沖就是IGBT的驅(qū)動信號，這個負(fù)脈沖的上升沿又是由另外一路驅(qū)動脈沖感應(yīng)過來的，所以所要討論的就是另一路驅(qū)動脈沖的下降沿尖峰，這四路輸出脈沖是一樣的，所以只要討論一路。但是為了直觀、完整，這里就把它看作是本路負(fù)脈沖的上升沿來討論(下面提到的負(fù)脈沖都是這種情況)。當(dāng)然穩(wěn)壓管這條支路也有電流流過，但是與加速電容C這條支路相比就很小。若不加電阻R，這個電容會經(jīng)過幾個脈沖周期充滿電荷，而失去加速作用，所以要求電容C的電荷在每個周期上升沿到來時，電容上無存儲電荷。因此在電容上并聯(lián)一小阻值的電阻，給電容提供放電回路。在脈沖平頂期(t3～t4)時，IGBT的輸入門極電容已經(jīng)充滿，門極保持高電平，此時IGBT的G-E之間相當(dāng)于斷開，變壓器次邊保持高電平。當(dāng)脈沖下降沿(t4～t9)到來時，IGBT的輸入電容在這段時間反向放電，需緩關(guān)，如果放電速度太快會引起極大的關(guān)斷尖峰，因此需阻斷通過加速電容加速放電，故在加速電容前面串聯(lián)一個快恢復(fù)二極管，使其只通過穩(wěn)壓管放電。穩(wěn)壓管可以很好地吸收其尖峰，并可以控制其下降沿的陡度。

改進(jìn)電路部分所加器件可以看成一個可變電阻：這個電阻在脈沖上升沿開始到IGBT彌勒平臺時(t0～t2)，電阻值是很小的，主要是充電電流從加速電容這條支路流過，從而不斷加快對IGBT門極電容的充電。IGBT的彌勒平臺這段時間內(nèi)，隨著電容上電壓升高，其充電電流速率在逐漸減小，到彌勒平臺結(jié)束時，其充電電流速率為零，充電電流達(dá)到最大。這個可以從門極電阻上電壓波形得到證實。在上升沿結(jié)束(t3)時，充電電流減小到幾乎為零，從而不會出現(xiàn)過沖尖峰。在加速電容前加一個反向二極管阻斷其快速放電通道。圖3是原始的驅(qū)動波形圖；圖4為附加電路驅(qū)動波形；圖5為滿負(fù)載時驅(qū)動波形圖。

2 驅(qū)動電路改進(jìn)方法分析

圖1中用框標(biāo)出的電路就是對原有驅(qū)動電路的改進(jìn)。通過在門極增加穩(wěn)壓管、二極管、電容和電阻，可以較好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。

由圖3和圖4比較可以看出，在較小延時的情況下，應(yīng)把尖峰減到最小。從圖3可以看出，要減小的尖峰主要是負(fù)脈沖后沿的過沖尖峰，因為這個尖峰極有可能達(dá)到IGBT的開啟電壓(Vth)，這樣就會造成同一橋臂的兩個IGBT直通；同時由圖5可以看出，在滿負(fù)載(600 V／30 A)狀態(tài)下，驅(qū)動波形具有很好的穩(wěn)定性，而且沒有大的尖峰，這就保證了IGBT穩(wěn)定、安全的工作。

 驅(qū)動等效電路如圖6所示。其中，Lm為變壓器次邊的勵磁電感；Z1為穩(wěn)壓管(其反向相當(dāng)于一個二極管，所以圖中就用一個二極管來代替)；Rg為驅(qū)動電阻，Cgs為IGBT的柵極和源極之間電容；R1為線路等效電阻。由等效電路可知：

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R1實際值很小，可以忽略。穩(wěn)壓二極管并聯(lián)在D1，C1兩端，它的電壓是D1和C1兩端電壓之和。穩(wěn)壓二極管是隨電流大小自動調(diào)整的“可變”電阻。通過改變電阻來控制上升沿和下降沿的速率，從而達(dá)到控制過沖尖峰的大小。實測Rg與驅(qū)動變壓器次邊反向波形如圖7所示。Rg上電壓波形即為勵磁電感上流過的電流波形。正脈沖下降沿的過沖尖峰由勵磁電感造成的：

由式(2)可以看出，在相同電流變化率情況下，勵磁電感越小，勵磁電感上的電壓尖峰也越小，相應(yīng)的IGBT G-S之間電壓尖峰也越?。煌瑫r減小勵磁電感還可以減小漏感，但是勵磁電感減小會造成脈沖平頂?shù)男甭始哟螅砸C合考慮各種情況。

3 結(jié)語

通過對上面改進(jìn)電路的詳細(xì)分析知道，威脅開關(guān)管安全的驅(qū)動脈沖過沖尖峰主要是由勵磁電感決定的，因此盡可能減小勵磁電感是減小過沖尖峰的最直接方法，同時還與穩(wěn)壓管的性能有很大關(guān)系。脈沖前沿上升率主要由加速電容決定，電容過小，會出現(xiàn)驅(qū)動脈沖前沿過緩，過大會有尖峰，所以要取合適的加速電容。電容的大小一般通過多次實驗來確定。這個電容大小的選擇既要考慮使脈沖上升沿較陡，又不出現(xiàn)尖峰。

此驅(qū)動電路已在中頻脈沖滲碳電源中應(yīng)用，配合器件過流過壓保護(hù)電路，能較好地滿足200 A／1 200 VIGBT模塊的驅(qū)動要求。同時對驅(qū)動大功率的MOSFET等場驅(qū)動開關(guān)管都有很好的借鑒作用。