中心議題：

• 基于降壓型LED恒流驅(qū)動(dòng)的滯環(huán)控制電路設(shè)計(jì)
• 滯環(huán)控制電路設(shè)計(jì)與原理分析

解決方案：

• 滯環(huán)比較電壓產(chǎn)生電路設(shè)計(jì)
  
• 運(yùn)放實(shí)現(xiàn)電路設(shè)計(jì)
  
• 平均驅(qū)動(dòng)電流設(shè)定
  

本文設(shè)計(jì)了一款降壓型LED恒流驅(qū)動(dòng)芯片的滯環(huán)控制電路。 該芯片采用高邊電流檢測(cè)方案，運(yùn)用滯環(huán)電流控制方法對(duì)驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅(qū)動(dòng)電流。 設(shè)計(jì)采用簡(jiǎn)單的設(shè)計(jì)理念實(shí)現(xiàn)恒流驅(qū)動(dòng)，不需要復(fù)雜的電路分析，能實(shí)現(xiàn)精確的電流控制，且自身具有穩(wěn)定性。 芯片采用0. 5μm 5V/ 18V/ 40V CDMOS 工藝研制，電源電壓范圍為4.5V~28V ,工作溫度-40 ℃~125 ℃，可為L(zhǎng)ED提供恒定的350mA 驅(qū)動(dòng)電流，通過(guò)調(diào)節(jié)外部檢測(cè)電阻，可調(diào)節(jié)恒定L ED 驅(qū)動(dòng)電流。 外部提供DIM 信號(hào)，通過(guò)DIM 的占空比來(lái)調(diào)節(jié)LED的亮度。 Hspice 仿真結(jié)果顯示：LED 驅(qū)動(dòng)電流為滯環(huán)變化的三角波，恒流精度小于6. 2 %。

1  引言

目前，L ED 的驅(qū)動(dòng)方式有恒壓和恒流驅(qū)動(dòng)兩種，其中，恒流驅(qū)動(dòng)是常用方式。 恒流驅(qū)動(dòng)消除溫度和工藝等因素引起正向電壓變化所導(dǎo)致的電流變化，保證恒定的L ED 亮度。 在L ED 恒流驅(qū)動(dòng)控制模式中，滯環(huán)電流控制模式具有諸多優(yōu)點(diǎn)： 結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、自穩(wěn)定、不易因噪聲而發(fā)生不穩(wěn)定振蕩等，使用日益廣泛。 MAXIM 公司的MAXIM16819 就是L ED 恒流驅(qū)動(dòng)芯片。

文中實(shí)現(xiàn)了一種簡(jiǎn)單的滯流控制模塊，通過(guò)模塊內(nèi)部自建滯環(huán)比較電壓， 結(jié)合DIM 控制端的PWM 信號(hào)控制功率開(kāi)關(guān)管的通斷，實(shí)現(xiàn)對(duì)L ED 的恒流控制。

2  電路設(shè)計(jì)與原理分析

2. 1  滯環(huán)控制原理
滯流控制模塊應(yīng)用如圖1 所示，L ED 驅(qū)動(dòng)電流的變化反應(yīng)在檢測(cè)電阻RSENSE兩端的壓差變化上。 本設(shè)計(jì)中，檢測(cè)電阻設(shè)為0. 5Ω ,較小的檢測(cè)電阻有利于降低功耗和保持較高的轉(zhuǎn)換效率。 滯環(huán)電流控制模塊內(nèi)部自建兩個(gè)電壓閾值，檢測(cè)電壓Vcs與閾值電壓進(jìn)行比較，比較結(jié)果和DIM 調(diào)光信號(hào)相與來(lái)控制功率開(kāi)關(guān)管的通斷。

圖1  滯流控制模塊應(yīng)用圖示

使用PWM 調(diào)光， 在減少電流占空周期內(nèi)給L ED 提供完整電流， 例如要將亮度減半， 只需在50 %的占空周期內(nèi)提供完整的電流。 通常PWM 調(diào)光信號(hào)的頻率會(huì)超過(guò)100Hz ,以確保這個(gè)脈沖電流不會(huì)被人眼所察覺(jué)。

滯流控制模塊內(nèi)部電路如圖2 所示，當(dāng)DIM 信號(hào)為高電平期間，當(dāng)Vcs 大于上電壓閾值時(shí)，控制電路輸出低電平，關(guān)閉功率開(kāi)關(guān)管。 由LED、電感L 、續(xù)流二極管D 和RSENSE組成的回路使得電感繼續(xù)為L(zhǎng) ED 提供電流，電感電流逐漸減小，使得檢測(cè)電壓Vcs 隨之減?。划?dāng)Vcs 小于下閾值電壓時(shí)，控制電路輸出高電平，導(dǎo)通功率開(kāi)關(guān)管，此時(shí)D 截止，形成從電源經(jīng)RSENSE、L ED、L 和功率開(kāi)關(guān)管到地的回路，電源為電感L 充電，電感電流上升，檢測(cè)電壓Vcs隨之升高。 Vcs 大于上電壓閾值時(shí)，控制電路關(guān)斷開(kāi)關(guān)管，重復(fù)上個(gè)周期的動(dòng)作，這樣就完成了對(duì)L ED驅(qū)動(dòng)電流的滯環(huán)電流控制，使得流過(guò)L ED 的驅(qū)動(dòng)電流，也就是電感電流的平均值恒定。

圖2 　滯流控制模塊內(nèi)部模塊

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2. 2  滯環(huán)比較電壓產(chǎn)生電路
4. 5V~28V 的輸入電壓經(jīng)調(diào)整轉(zhuǎn)換為5V 的恒定電壓Vcc 為后續(xù)電路供電。 如圖3 所示，A 點(diǎn)電位受運(yùn)算放大器鉗制，將等于參考電壓1. 2V ,假設(shè)輸出V out 為高電平，則M2 導(dǎo)通，流過(guò)M1 的電流為IM1 = V ref / R2 ,B 點(diǎn)的電壓為V BL = V in - IM1 R1 ;當(dāng)V out為低電平，M2 截止，流過(guò)M1 的電流變?yōu)镮′M1= V ref / （ R2 + R3 ） ,B 點(diǎn)電壓升高為V BH = V in -I′M1 R1 ,所以B 點(diǎn)電壓的變化為ΔV B = V BH - V BL= V ref R1 R3/ R2 （ R2 + R3） ,這意味著V out由高電平變成低電平時(shí)在B 點(diǎn)產(chǎn)生的一個(gè)滯環(huán)電壓，可見(jiàn)該滯環(huán)電壓與輸入電壓無(wú)關(guān)，只由參考電壓V ref和電阻大小決定，通過(guò)選擇各電阻的阻值便可設(shè)定滯環(huán)電壓的大小。

圖3  滯流比較電壓產(chǎn)生電路

2. 3  運(yùn)放實(shí)現(xiàn)電路
以上分析可知運(yùn)算放大器起著重要作用，其必須具有較高的增益，才能使A 點(diǎn)電壓精確跟隨參考電壓，從而準(zhǔn)確設(shè)定B 點(diǎn)電平和滯環(huán)電壓大小。 另外由于V out的變化頻率與系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率相同（系統(tǒng)的最大開(kāi)關(guān)頻率約為2MHz） ,使得流過(guò)M1 的電流也相同頻率在IM1和I′M1之間快速切換，所以運(yùn)放的單位增益帶寬須大于系統(tǒng)的最大開(kāi)關(guān)頻率。 設(shè)計(jì)的運(yùn)放結(jié)構(gòu)如圖4 所示，采用折疊式輸入結(jié)構(gòu)，可以獲得較大的共模輸入電壓范圍。

由運(yùn)放的頻率特性仿真圖5 可知，增益達(dá)到84. 266dB ,相位裕度108°，單位增益帶寬約12MHz ,滿足電路要求。

圖4  運(yùn)放實(shí)現(xiàn)電路

圖5  運(yùn)放頻率特性仿真

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2. 4  平均驅(qū)動(dòng)電流設(shè)定
運(yùn)放將點(diǎn)A 電位鉗位于帶隙電壓基準(zhǔn)上。 由M7 - M8 、M6 - M9 組成的級(jí)聯(lián)電流鏡將偏置電流I1 鏡像到M8 - M9 - R5 所在支路，所以Compara2tor 模塊的一個(gè)輸入端電壓V n 保持一定，另一輸入端電壓V p 將跟隨檢測(cè)電壓V cs變化。 當(dāng)比較器輸出V out為高電平（開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通） 時(shí)，B 點(diǎn)電壓為V BL 即下限閾值檢測(cè)電壓V CSMIN ,當(dāng)V cs下降到此閾值時(shí)，由M6~M11 組成的對(duì)稱電路結(jié)構(gòu)使流過(guò)R5 、R6的電流相等，此時(shí)V n = V p . 若V cs < V CSMIN ,即V p< V n ,比較器翻轉(zhuǎn)，輸出V out為低電平。 當(dāng)V out變至低電平后，M2 截止，B 點(diǎn)電壓將變?yōu)閂 BH , V BH即是上限閾值電壓V CSMAX ,流過(guò)L ED 的平均驅(qū)動(dòng)電流是由B 點(diǎn)平均電壓設(shè)定：

滯環(huán)電流范圍：

上式?jīng)Q定了驅(qū)動(dòng)電流的紋波大小。

3  仿真結(jié)果分析

文中電路采用0. 5μm 5V/ 18V/ 40V CDMOS工藝，用Hspice Z - 2007. 03 進(jìn)行仿真。 在脈沖寬度為200μs、周期為300μs 的DIM 信號(hào)和V in = 12V（典型值） 的共同作用下，仿真結(jié)果如圖6 所示。

圖6  Vin = 12V 時(shí)的電路仿真

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分別在V in = 2. 5V , V in = 28V 的情況下，再次對(duì)L ED 驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行仿真，三次仿真數(shù)據(jù)結(jié)果分別如表1 所示。

表1  三種輸入電壓情況下的驅(qū)動(dòng)電流

在V in = 12V 時(shí)，對(duì)LED 驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行溫度特性仿真，三次仿真波形結(jié)果分別如表2 所示。 可以看出，芯片的溫度特性較好。

表2  Vin = 12V 情況下三種環(huán)境溫度下的驅(qū)動(dòng)電流

由于系統(tǒng)的固定延時(shí)τ對(duì)電流的紋波存在影響，實(shí)際的驅(qū)動(dòng)電流峰值是IMAX +τoff di/ dt , 電流谷值是IMIN - τON di/ dt ,τoff 為從驅(qū)動(dòng)電流大于設(shè)定值到功率開(kāi)關(guān)關(guān)閉的系統(tǒng)延時(shí)，τon 為從驅(qū)動(dòng)電流小于設(shè)定值到功率開(kāi)關(guān)導(dǎo)通的系統(tǒng)延時(shí)， di/ dt 是電感電流變化率。 則電感若取較大值，對(duì)驅(qū)動(dòng)電流平均值影響不大，但可以減小電流紋波， 反之，這是以增加外部電感體積為代價(jià)的。

電路可達(dá)很高的效率， 一方面檢測(cè)電阻中的功耗會(huì)導(dǎo)致電源功率耗散，但本設(shè)計(jì)中RSENSE = 0. 5Ω，則PRSENSE 相當(dāng)小，另一方面，系統(tǒng)效率定義為L(zhǎng)ED 消耗的功率與電源提供的功率之比， 即η = PLED/ PPOWER. 其中， PPOWER =V in3 Ivin , PLED = V LED*，從仿真可知， Ivin 的平均值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于，所以系統(tǒng)的效率可以達(dá)到非常高。

4  結(jié)束語(yǔ)

文中設(shè)計(jì)了一款適用于降壓型L ED 恒流驅(qū)動(dòng)芯片的滯環(huán)控制電路。 采用高邊電流檢測(cè)方案，運(yùn)用滯環(huán)電流控制方法對(duì)驅(qū)動(dòng)電流進(jìn)行滯環(huán)控制，從而獲得恒定的平均驅(qū)動(dòng)電流，通過(guò)調(diào)節(jié)外部檢測(cè)電阻，可調(diào)節(jié)恒定L ED 驅(qū)動(dòng)電流。 芯片采用015μm 5V/18V/ 40V CDMOS 工藝，電源電壓范圍為4. 5V~28V ,可為L(zhǎng) ED 提供約恒定的350mA 驅(qū)動(dòng)電流，溫度特性- 40 ℃~125 ℃，可達(dá)到相當(dāng)高的效率。 當(dāng)V in從4. 5V 變化到28V 時(shí)，平均驅(qū)動(dòng)電流變化22mA ,最大恒流精度為6. 2 %。