- 一種低溫漂的CMOS帶隙基準(zhǔn)電壓源的研究
- 了解帶隙基準(zhǔn)電路的基本原理
- 采用一階溫度補(bǔ)償技術(shù)的CMOS帶隙基準(zhǔn)電壓源
近年來,由于集成電路的飛速發(fā)展,基準(zhǔn)電壓源在模擬集成電路、數(shù)模混合電路以及系統(tǒng)集成芯片(SOC)中都有著非常廣泛的應(yīng)用,對高新模擬電子技術(shù)的應(yīng)用和發(fā)展也起著至關(guān)重要的作用,其精度和穩(wěn)定性會(huì)直接影響整個(gè)系統(tǒng)的性能。因此,設(shè)計(jì)一個(gè)好的基準(zhǔn)源具有十分現(xiàn)實(shí)的意義。
1 帶隙基準(zhǔn)電路的基本原理
帶隙基準(zhǔn)電壓源的目的是產(chǎn)生一個(gè)對溫度變化保持恒定的量,由于雙極型晶體管的基極電壓VBE,其溫度系數(shù)在室溫(300 K)時(shí)大約為-2.2 mV/K,而2個(gè)具有不同電流密度的雙極型晶體管的基極-發(fā)射極電壓差VT,在室溫時(shí)的溫度系數(shù)為+0.086 mV/K,由于VT與VBE的電壓溫度系數(shù)相反,將其乘以合適的系數(shù)后,再與前者進(jìn)行加權(quán),從而在一定范圍內(nèi)抵消VBE的溫度漂移特性,得到近似零溫度漂移的輸出電壓VREF,這是帶隙電壓源的基本設(shè)計(jì)思想。
1.1 帶隙基準(zhǔn)電壓源核心電路
本文提出的電路核心結(jié)構(gòu)如圖1所示,在電路中雙極晶體管構(gòu)成了電路的核心,實(shí)現(xiàn)了VBE與VT的線性疊加,獲得近似為零溫度系數(shù)的輸出電壓。圖1中雙極型晶體管Q1和Q2的發(fā)射區(qū)面積相同,Q3和Q4的發(fā)射區(qū)面積相同,考慮設(shè)計(jì)需求,取Q1和Q2的發(fā)射區(qū)面積為Q3和Q4的發(fā)射區(qū)面積的8倍。 假設(shè)雙極晶體管基極電流為零,運(yùn)放的增益足夠大,則a點(diǎn)和b點(diǎn)的電壓相等,即:
在實(shí)際電路中,經(jīng)過計(jì)算可知當(dāng)取R3/R1=2.3066時(shí),可以得到室溫下的近似零溫度系數(shù)的輸出參考電壓。
1.2 帶隙基準(zhǔn)電壓源總體電路
帶隙基準(zhǔn)電壓源總體電路總共由4部分組成:A部分是啟動(dòng)電路,B部分提供偏置電壓,C部分是運(yùn)算放大器,D部分是帶隙電壓源的核心部分。其中核心部分是由雙極晶體管構(gòu)成,實(shí)現(xiàn)了VBE和VT的線性疊加,獲得近似零溫度系數(shù)的輸出電壓??傮w電路如圖2所示。 1.3 運(yùn)放的失調(diào)對基準(zhǔn)源的影響
基準(zhǔn)源中運(yùn)放的設(shè)計(jì)是非常重要的,運(yùn)放的失調(diào)是基準(zhǔn)源的一個(gè)主要誤差源。由于不對稱性,運(yùn)放會(huì)受到輸入失調(diào)的影響。假設(shè)失調(diào)電壓為Vos,經(jīng)計(jì)算得到含失調(diào)電壓的輸出公式為: 可見,Vos的大小可能導(dǎo)致相當(dāng)大的基準(zhǔn)源輸出電壓誤差。此外,Vos自身是溫度的函數(shù),和理想運(yùn)算放大器相比,會(huì)引入一定的誤差,而由運(yùn)算放大器電源抑制比PSRR引入的誤差可以折合成失調(diào)輸入電壓Vos也將和電源有關(guān)。這樣,為了減小失調(diào)對基準(zhǔn)電壓的影響,運(yùn)放的失調(diào)就要盡可能地小。然而,引起失調(diào)的原因有許多,如晶體管之間的不匹配、運(yùn)放輸入級管子閾值電壓的不匹配、運(yùn)放的有限增益等等。因此,實(shí)際上,Vos是很難完全消除的,但通過提高運(yùn)放的增益和細(xì)致地設(shè)計(jì)版圖可以減小它對基準(zhǔn)電壓的影響,提高基準(zhǔn)電壓源的精度。
1.4 電源抑制比
電源抑制比(PSRR)是電路對電源電壓頻率變化的抑制能力,是從運(yùn)放的輸入到輸出的開環(huán)增益與從電源到運(yùn)放輸出的增益之比,用KPSR表示。對帶隙基準(zhǔn)而言,由于輸出電壓和Vdd無關(guān),所以Vdd的變化基本上不會(huì)影響輸出參考電壓的影響。但是隨著工作頻率的提高,由于電容耦合的原因?qū)е螺敵鲭妷涸诟哳l時(shí)會(huì)受到Vdd的波動(dòng)的影響,從而影響輸出電壓的穩(wěn)定性。具體的電路設(shè)計(jì)中考慮了這一點(diǎn),在電路中采用了自偏壓cascode結(jié)構(gòu)的電流鏡,同時(shí)在輸出端接一對地濾波電容,輸出電壓的電源抑制特性就得到了很好的提高。
1.5 啟動(dòng)電路
啟動(dòng)電路也是帶隙基準(zhǔn)源中一個(gè)重要的部分。如圖2中A部分所示,電路可能會(huì)出現(xiàn)零輸出的情況。因?yàn)榉糯笃鲀啥说妮斎攵紴榱汶娖綍r(shí),電路處于一種不工作狀態(tài),因此需要一個(gè)啟動(dòng)電路來打破這種平衡。圖中引入的啟動(dòng)電路由Mp1~Mp6和Mn1~Mn4組成。其工作原理是由Mp1~Mp4,Mn1組成的反向器驅(qū)動(dòng)Mn2和Mn3,使Mn2和Mn3導(dǎo)通,從而通過a點(diǎn)和b點(diǎn)間接給運(yùn)算放大器的兩個(gè)差分輸入端提供偏置電壓,保證在系統(tǒng)加電的時(shí)候,輸入差分對不會(huì)關(guān)斷,當(dāng)電路正常工作后,啟動(dòng)電路關(guān)斷。
2 仿真結(jié)果
2.1 溫度特性
該電路的仿真基于Chartered 0.25 μm models。仿真軟件是T—SPICE,電源電壓為3.3 V,R3/R1的比值為2.306 6,這樣的結(jié)果在版圖設(shè)計(jì)中比較容易實(shí)現(xiàn),可以采用單元電阻串連的形式,有利于減少因?yàn)榘鎴D失配引起的誤差。單元電阻的W=3μm,L=10 μm,方塊電阻R=330 Ω,采用的第一層多晶實(shí)現(xiàn)。圖3所示的是輸出電壓溫度特性的仿真結(jié)果。
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2.2 電源抑制特性
圖4是在1 Hz到10 GHz的范圍進(jìn)行掃描所得到的不同的電源抑制情況。低頻時(shí)抑制情況不太好,在-10 dB左右,還有待于提高;高頻抑制情況很好,基本穩(wěn)定在-120 dB左右。與傳統(tǒng)電路相比,本文提出的這種電路可以用于在各種系統(tǒng)尤其是高頻系統(tǒng)中,這一點(diǎn)是傳統(tǒng)電路所無法比擬的。
2.3 噪聲特性
噪聲是影響帶隙基準(zhǔn)源穩(wěn)定性的主要因素之一。通常噪聲分為外部噪聲和內(nèi)部噪聲。外部噪聲一般都由電源電壓的變化以及其他電路的干擾造成。內(nèi)部噪聲主要包括熱噪聲和閃爍噪聲。閃爍噪聲的大小與頻率成反比,因而在低頻下主要為閃爍噪聲,而高頻下為熱噪聲,對于高頻的熱噪聲,可以在輸出端Vref處加一個(gè)RC低通濾波器解決掉,而低頻的來自耦合到電源的噪聲則是需考慮的,可以通過提高電源抑制比來減小。圖5為電路在輸出端和電源電壓處的噪聲特性,在輸出端低頻時(shí)噪聲為10.4 nv/Rt,高頻時(shí)噪聲幾乎為0 nv/Rt,性能很好。電源電壓處的噪聲為9.6nv/Rt左右。
2.4 電路其他參數(shù)
電路的其他方面的性能仿真結(jié)果如表1所示。表1的仿真結(jié)果是在電源電壓為3.3 V的條件的測得的。有效電流指的是在電路正常工作的情況下從電源到地之間的電流,關(guān)斷電流指的是在電路不工作的情況下從電源到地的漏電流。
本文研究了一種在0.25 μm N阱CMOS工藝下采用一階溫度補(bǔ)償技術(shù)的CMOS帶隙基準(zhǔn)電壓源。電路經(jīng)過參數(shù)優(yōu)化后用T-SPICE仿真結(jié)果為:在3.3 V電源電壓下的輸出的參考電壓為1.403 1 V,當(dāng)溫度在-20~70℃之間變化時(shí),電路的溫度系數(shù)達(dá)到了10x10-6/℃,室溫下電路的功耗為5.283 1 mW,電路低頻時(shí)的電源抑制比特性還不是很好,還有待于進(jìn)一步的提高,高頻時(shí)的電源抑制比非常好,因此本電路可以廣泛應(yīng)用于低功耗,低溫漂,高頻集成電路中。