中心議題：

• 改善PSRR的方法

解決方案：

• 共源共柵技術(shù)
• 負(fù)反饋技術(shù)
• 附加電路方法

在實(shí)際應(yīng)用一個(gè)電路時(shí)，噪聲和波動(dòng)常會(huì)在不知不覺(jué)時(shí)被引入到供電電壓中，從而影響輸出端電壓。為此，要使電路穩(wěn)定，就必須消除或抑制這些噪聲?；谶@個(gè)原因，弄清楚由供電電壓導(dǎo)致的噪聲，在輸出端是如何表現(xiàn)的以及如何測(cè)量并削弱這些影響輸出的噪聲是必要的。

PSRR是電路抑制來(lái)自于電源噪聲能力的量化術(shù)語(yǔ)。它被定義為輸入端到輸出端的增益與電源到輸出端增益的比值，即

這里，A(s)=輸入端到輸出端的增益=Gm×Rout；Ap(s)=電源到輸出端的增益=GMp×Rout。

因此

這里，Gm為輸入信號(hào)跨導(dǎo)；GMp為電源跨導(dǎo)。

1 改善PSRR的方法

為減小電源波動(dòng)對(duì)輸出端的影響，Gm必須增加而GMp必須減小。理想情況下，要完全排除電源波動(dòng)的影響，就要使Gm無(wú)限大，而GMp為0。文中介紹了共源共柵技術(shù)，負(fù)反饋技術(shù)和采用附加電路。3種改善放大器電路PSRR的方法，并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

通過(guò)從VDD到輸出端能夠反方向影響電源波動(dòng)的負(fù)增益改善PSRR，從而反映到放大電路的輸出端。共源放大器為應(yīng)用這一技術(shù)提供了支撐，結(jié)果已被證實(shí)。

2 共源共柵技術(shù)

2．1 簡(jiǎn)介
共源共柵技術(shù)，盡管增加了放大器的輸出阻抗Rout，卻也極大地增加了放大器電路的增益。然而，從電源VDD到輸出端的增益仍然為1，與共源放大器相同。這樣，共源共柵技術(shù)改善了PSRR，由于它增加了輸入端到輸出端的增益，而保持電源到輸出端的增益為常數(shù)。

然而，和共源放大器相比，共源共柵也帶來(lái)了輸出擺幅和3 dB頻率點(diǎn)減小的不足。輸出擺幅減小是由于Vd輸出擺幅值要求較低。由于輸出能力增加，輸出端的頻率點(diǎn)左移而導(dǎo)致3 dB頻率的減小。
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2．2 電路
共源電路如圖1所示，它由一個(gè)PMOS管作為負(fù)載，以負(fù)載MOS管的偏置電路來(lái)估計(jì)放大器的PSRR。一個(gè)30 μA的電流源被用做放大器的偏置。這個(gè)共源放大器的增益可以仿真到3 dB頻率為5．43 MHz8寸的356。由于電源端的增益AVDD為1，因此PSRR仍然為356。

多級(jí)共源放大器如圖2所示，它包括共源共柵NMOS晶體管M1和M2。這些晶體管的偏置電壓由鏡像電流源產(chǎn)生，并由M1分流。30μA的電流源被用來(lái)匹配共源放大器的偏置。盡管負(fù)載器件只包含單級(jí)MOS，沒(méi)有級(jí)聯(lián)，但放大器的增益為722，是原來(lái)的2倍。然而，由于輸出阻抗增加，3 dB點(diǎn)的頻率減小到3．57 MHz。

2．3 仿真結(jié)果及輸出曲線

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在共源電路里，可看到AVDD=1。這意味著波動(dòng)從電源VDD無(wú)衰減的傳遞到輸出端，由此發(fā)現(xiàn)PSRR=放大器的增益，因而為了增加電路的PSRR，這一技術(shù)更趨向于增加電路的增益。然而，該方法的主要不足在于其低的輸出擺幅，其應(yīng)用受到了頻率較低的限制，在高頻時(shí)PSRR較低。

3 負(fù)反饋技術(shù)

3．1 簡(jiǎn)介
由于負(fù)反饋保證了輸出端電壓跟隨輸入端電壓，穩(wěn)定了電路。且抑制了來(lái)自像電源等其它節(jié)點(diǎn)的干擾，并給出了較低的電源到輸出端的增益，因而改善了整個(gè)電路的PSRR。

3．2 電路
為構(gòu)建負(fù)反饋方法改善PSRR，對(duì)一種帶有負(fù)反饋的共源放大電路進(jìn)行了仿真，并與圖1中仿真的不帶負(fù)反饋的共源放大器進(jìn)行了比較。負(fù)反饋的電路如圖5所示，輸出電壓被采樣并控制M6，由M6的電流通過(guò)R0轉(zhuǎn)換為電壓，輸出電流及M0的輸入電流混合構(gòu)成。負(fù)載器件是PMOS管，其偏置電壓由一鏡像電路產(chǎn)生。在設(shè)計(jì)過(guò)程中，其電阻值是關(guān)鍵，因?yàn)樗鼪Q定著增益和PSRR值之間的平衡。電阻值過(guò)大會(huì)損失增益。

3．3 仿真結(jié)果及輸出曲線
在使用負(fù)反饋的電路中，AVDD值已減小到0．293。最后PSRR得已改善。負(fù)反饋把輸出電壓強(qiáng)加于輸入電壓，從而穩(wěn)定了電路。因此，它能抑制任何從其他節(jié)點(diǎn)像電源等的波動(dòng)，即使只有很低的電源到輸出節(jié)點(diǎn)的增益值。因此使用其它方法像共源共射電路、增益提升等來(lái)增加這一電路的增益，應(yīng)用相同的反饋電路將極大地隨增益而改善電路的PSRR。

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4 附加電路方法

4．1 簡(jiǎn)介
附加電路是為提供消除在正常電路中電源對(duì)輸出的影響，而搭建的從VDD到輸出的負(fù)增益通道作為設(shè)計(jì)目標(biāo)。由于負(fù)增益消除了VDD對(duì)輸出節(jié)點(diǎn)的影響，改善PSRR值的GMp減小了。

4．2 電路
帶附加電路的共源電路如圖7和圖8所示，消除了使用工作以線性范圍內(nèi)的共源放大器，從VDD到輸出節(jié)點(diǎn)電源波動(dòng)的影響。

由于共源放大器為反相輸出，由M14放大后的VDD波動(dòng)，明顯影響了經(jīng)過(guò)輸出節(jié)點(diǎn)晶體管M3的VDD波動(dòng)。附加電路法使增益和PSRR值達(dá)到了平衡。隨著增益的增加，PSRR值則減小。

給出了兩種電路仿真如圖9和圖10所示，其中第一個(gè)工作在高增益下，相應(yīng)的PSRR較低。M14有電源電壓VDD提供門(mén)限電壓，使其有較高的Vgs值，導(dǎo)致其工作在線性區(qū)域。輸入晶體管M0工作在很高R0和跨導(dǎo)Gm的飽和區(qū)。因而M14也被驅(qū)動(dòng)工作在飽和區(qū)，而增加了它的R0和Gm值，盡管它工作在線性區(qū)。結(jié)果發(fā)現(xiàn)此電路有很高的整體增益和AVDD值以及很低的PSRR。

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在第2個(gè)仿真里，輸入晶體管M0工作在飽和區(qū)，卻在線性區(qū)的邊緣。因此，晶體管M14和M10工作在較深的線性區(qū)，減少M(fèi)14消耗的等效電阻Ra。結(jié)果，放大器的增益有所下降，同樣AVDD的值也會(huì)下降。最后，電路的PSRR徹底改善了整個(gè)放大器的增益，且能夠在第二級(jí)放大器中得到改善，并維持較高的PSRR值。

4．3 仿真結(jié)果及輸出曲線
通過(guò)使用消除電源波動(dòng)影響的附加電路，改善了PSRR。但由于輸出阻抗上附加電路的影響，整個(gè)電路的增益依然有待于改變。從上述結(jié)果看，整個(gè)電路將獲得一個(gè)增益與PSRR的平衡。

然而，這一電路的3 dB頻率點(diǎn)與使用負(fù)反饋技術(shù)相比較低，盡管附加的MOSFET增加了輸出節(jié)點(diǎn)的負(fù)載電容，極點(diǎn)左移而3 dB頻率變低。低增益和高PSRR放大器，能通過(guò)級(jí)連達(dá)到較高的增益。

5 結(jié)束語(yǔ)

盡管共源共柵技術(shù)同比率改善了電路的增益和PSRR，但它卻隨之帶來(lái)較低的輸出擺幅和3 dB頻率點(diǎn)及較高的輸出阻抗，且不適于放大器的級(jí)聯(lián)和較高工作頻率等需求的應(yīng)用中。負(fù)反饋技術(shù)在改善放大器PSRR的同時(shí)又穩(wěn)定了輸出。盡管負(fù)反饋技術(shù)減少了從電源到輸出節(jié)點(diǎn)的增益，如AVDD，并且增益了PSRR。但增益是按比例減少，B值能夠被合理的調(diào)整以達(dá)到增益要求。這一技術(shù)對(duì)工作在高頻中的電路有效。附加電路則是能夠給出最大PSRR值的技術(shù)，其結(jié)論能夠從3種技術(shù)的仿真數(shù)據(jù)輸出表里看出，并能維持較高的增益值。但它也有減小電路3 dB頻率點(diǎn)的不足，因?yàn)樵谳敵龆艘M(jìn)了附加電容。因此，如表3中的電路2可以看到，這一電路能夠達(dá)到極高的PSRR值，卻是以很低的增益為代價(jià)。因此，該電路在設(shè)計(jì)含級(jí)聯(lián)放大器電路的設(shè)計(jì)中有重要作用，這里增益可通過(guò)級(jí)聯(lián)解決。附加電路能夠滿足電源波動(dòng)穩(wěn)定性的需求。