- 數(shù)字至模擬(DTA)轉(zhuǎn)換盒交流-直流(AC-DC)電源要求
- DTA需要遵守的能效規(guī)范
- 安森美半導體DTA電源規(guī)范
- 電路工作、變壓器設(shè)計、測試結(jié)果介紹
解決方案：
- 本文介紹的參考設(shè)計采用通用交流輸入，提供5.0 V、3.3 V和1.8 V輸出，能效高于72%
- 只要簡單改變3.3 V和1.8 V輸出上的檢測網(wǎng)絡(luò)，也可以提供其它輸出電壓
- 使用安森美半導體的NCP1308電流模式控制器及1個外部MOSFET，采用準諧振(QR)反激拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計
- 5 V輸出采用1個同步整流MOSFET
- 2個較低電壓輸出轉(zhuǎn)換器采用工作在1 MHz頻率的NCP1595單片同步降壓穩(wěn)壓器來實現(xiàn)
- 根據(jù)輸出電壓和電流組合及相應系統(tǒng)總能效的不同，提供近6 W的有效功率輸出
- 此設(shè)計除了具有輸入傳導EMI濾波器，還增加過流保護和過壓保護等典型保護功能
隨著技術(shù)的發(fā)展，世界各國紛紛加快向數(shù)字電視廣播的轉(zhuǎn)換過程。以美國為例，根據(jù)國會相關(guān)法案要求，2009年2月17日午夜美國所有全功率電視臺將停止模擬電視廣播，轉(zhuǎn)向100%的數(shù)字廣播。不過，美國新任總統(tǒng)奧巴馬已簽署決議，允許各電視臺將模擬信號關(guān)閉時間推遲到2009年6月20日。這之后，采用模擬NTSC調(diào)諧器的傳統(tǒng)陰極射線管(CRT)電視都將無法接收無線電視廣播信號。作為鼓勵措施，美國國家電信和信息管理局(NTIA)運作一個項目，提供優(yōu)惠券用于支付數(shù)字至模擬(DTA)轉(zhuǎn)換盒的費用。DTA轉(zhuǎn)換盒能夠接收數(shù)字電視廣播信號，并將其轉(zhuǎn)換為標準清晰度的節(jié)目，使人們能夠通過采用模擬NTSC調(diào)諧器的傳統(tǒng)CRT電視進行觀看(更多信息參見www.dtvtransition.org)。
DTA交流-直流(AC-DC)電源要求
DTA定義
美國環(huán)保署(EPA)“能源之星”項目制定了針對DTA的1.1版規(guī)范。該規(guī)范對DTA的定義是：獨立式設(shè)備，除了幫助消費者將數(shù)字電視業(yè)務(wù)中任何頻道的廣播轉(zhuǎn)換為消費者能夠顯示在設(shè)計用于接收和顯示模擬電視業(yè)務(wù)信號的電視接收機的功能外，不含其它任何特性或功能，但可以包含遙控器。
相應地，這規(guī)范將DTA分為三種工作模式：
- 工作模式：DTA動態(tài)提供其主要功能和某些或全部適用的次級功能的狀態(tài)；
- 關(guān)閉模式：能耗為零或可以忽略不計的狀態(tài)
- 休眠模式：與關(guān)閉模式相比，這種狀態(tài)下設(shè)備的能耗較高，輸出功率能力更高，響應速度更快；相反，與工作模式相比，能耗更低，輸出功率能力更低，響應速度更慢
DTA除了要符合“能源之星”這1.1版的規(guī)范，還必須符合NTIA在其數(shù)字電視轉(zhuǎn)換盒優(yōu)惠券項目最終決策文件的技術(shù)附錄中的最低技術(shù)要求，見表1。“能源之星”設(shè)定的DTA在測試條件的輸入功率為在工作模式不超過8 W。這低功率要求為DTA的能效、明顯也就是電源的能效提出了嚴苛的挑戰(zhàn)。在如此低的個位數(shù)字功率范圍下，由于DTA的專用集成電路(ASIC)本質(zhì)上要求較低的電壓輸出(通常為5 V及5 V以下)以及電源內(nèi)部靜態(tài)電流占總能耗較大部分的緣故，實現(xiàn)70%的能效都較困難。
表1：DTA需要符合的能效規(guī)范(資料來源：“能源之星”及DTIA)
安森美半導體DTA電源規(guī)范
本文介紹的參考設(shè)計采用通用交流輸入，提供5.0 V、3.3 V和1.8 V輸出，能效高于72%。只要簡單改變3.3 V和1.8 V輸出上的檢測網(wǎng)絡(luò)，也可以提供其它輸出電壓。如果需要“休眠模式”的話，該設(shè)計也提供抑制5 V輸出的選項。此電源的主轉(zhuǎn)換器使用安森美半導體的NCP1308電流模式控制器及1個外部MOSFET，采用準諧振(QR)反激拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計。5 V輸出采用1個同步整流MOSFET，而2個較低電壓輸出轉(zhuǎn)換器采用工作在1 MHz頻率的NCP1595單片同步降壓穩(wěn)壓器來實現(xiàn)。5 V輸出還充當2個降壓穩(wěn)壓器的直流源。這種特別的元件組合提供了一種簡單但有效的三輸出開關(guān)穩(wěn)壓器，根據(jù)輸出電壓和電流組合及相應系統(tǒng)總能效的不同，提供近6 W的有效功率輸出。此設(shè)計除了具有輸入傳導EMI濾波器，還增加了過流保護(OCP)和過壓保護(OVP)等典型保護功能。
- 輸入：90至265 Vac，50/60 Hz，兩線輸入(火線，中性線)
- 輸入功率：最大8 W
- 待機輸入功率(空載)：低于200 mW
- 輸入熔絲：1 A
- 浪涌限制：約5 Ω
- 輸入濾波：共模及差模導電EMI濾波器
- 輸出：5 V @ 1 A；3.3 V @ 1 A；1.8 V @ 1 A；總輸出功率不超過約6 W
- 穩(wěn)壓：所有輸出都優(yōu)于±3%
- 輸出紋波(Vpk/pk)：任何輸出上最大為30 mV
- 能效：優(yōu)于72%；實際值取決于輸出電壓和電流組合
- 保護：過壓保護，過流保護
- 溫度范圍/冷卻方式：0至55℃；對流冷卻
- 控制特性：休眠模式工作時抑制5 V輸出(可選)
圖1：安森美半導體8 W DTA電源電路示意圖。
電路工作
圖1所示的是參考設(shè)計的電源電路示意圖。該電源的工作原理是：在電源導通時，電阻R1和電磁干擾(EMI)濾波器電感L1的繞組阻抗限流大電容C3上的浪涌電流。這個電感與“X”型配置的電容C1和C2一起構(gòu)成差模EMI濾波器，而共模電感L1和電容C8構(gòu)成共模濾波器。交流輸入由二極管D1至D4全波整流，并在電容C2兩端產(chǎn)生1.4倍Vac的直流總線電平。
準諧振反激轉(zhuǎn)換器是采用安森美半導體的NCP1308電流模式準諧振控制器(U1)和1顆2 A、650 V的MOSFET(Q7)實現(xiàn)的。此控制器包含從過流到過壓條件的所有自保護內(nèi)部電路。雖然NCP1308具有安森美半導體的專利動態(tài)自供電(DSS)特性，但反激變壓器T1上的輔助繞組及D7、C5、C6和R3等相關(guān)元件仍為IC提供“充當啟動電路(bootstrapped)”的Vcc電源。這啟動電路Vcc大幅降低U1在正常工作期間的功率耗散，并將電源的待機或空載能耗降至200 mW以下。電阻R3限制Vcc電壓，且提供一種簡單的設(shè)定OVP啟動電平(trip level)的方法，檢測光耦合器故障或環(huán)路開路故障。
由D5、C4、R20和R21組成的緩沖器網(wǎng)絡(luò)為外部MOSFET Q7提供電壓尖峰抑制功能。這電壓尖峰由變壓器T1的初級繞組的泄漏電感產(chǎn)生，如果不恰當處理的話，可能會帶來破懷性后果。在諸如本參考設(shè)計這類的簡單、單端反激電路中，這樣的緩沖器網(wǎng)絡(luò)是必須的。需要說明的是，本參考設(shè)計為D5使用的是傳統(tǒng)的50/60 Hz PN二極管，并包含1個與之串聯(lián)的電阻(R20)。這種布排，再結(jié)合電容C4，不僅抑制MOSFET關(guān)閉時的電壓尖峰，還消除與變壓器T1泄漏電感和電容C4相關(guān)的諧振振鈴(resonant ringing)。
變壓器設(shè)計
反激變壓器T1的設(shè)計要求將泄漏電感和繞組電容等典型寄生參數(shù)減至最小。對于小型變壓器磁芯結(jié)構(gòu)而言，這就變得更加困難，因為磁芯的橫截面積隨著總體磁芯尺寸的減小而減小，這就需要更多的初級和次級匝數(shù)。對于小型磁芯而言，要在提供足夠匝數(shù)以限制磁通量密度小于三千高斯(< 3 kG)與增加泄漏電感之間取得平衡，就變得非常需要技巧。本參考設(shè)計中使用了EF-16磁芯，有可能使初級繞組僅2層，而Vcc繞組和5 V次級繞組各僅一層。測試顯示，由相應泄漏電感產(chǎn)生的電壓尖峰的能量極低，而由D5、C4、R20和R21組成的緩沖器網(wǎng)絡(luò)足以抑制電壓尖峰，且對能效的影響極小。圖2顯示了詳細的變壓器設(shè)計。
T1的主要次級輸出5 V由MOSFET Q3以及由變壓器T2、電容C9、電阻R4至R7、MOSFET Q4至Q6、二極管D6等相關(guān)電路組成同步整流器實現(xiàn)，用于最大限度提升能效。當MOSFET Q7關(guān)閉時，小電流感測變壓器T2感測到對輸出電容C10充電的次級反激電流；而T2會在電阻R4兩端產(chǎn)生足夠的電壓，以導通由Q5和Q6組成的推挽驅(qū)動電路。該驅(qū)動電路依次導通MOSFET Q3的門極，而使Q3充當極低正向壓降的整流器，用于5 V輸出。沒有次級電流流過時，Q3處于關(guān)閉狀態(tài)及反向阻斷(reverse blocking)模式。為了降低輸出紋波及噪聲，電路中增加了由電感L2和電容C11組成的濾波器。此外，還可以選擇增加P-MOSFET Q1和驅(qū)動器晶體管Q2，以在有需要的情況下，支持關(guān)閉5 V輸出，用于“休眠模式”或類似要求，從而將漏電(power drain)降至絕對最低值。
對5 V輸出進行穩(wěn)壓的方式，是檢測主輸出電容C10兩端的電壓，并以電阻R14和R15對這電壓進行分壓，使其匹配可編程齊納器件U5(TL431A)的2.5 V內(nèi)部參考電壓。U5充當誤差放大器，并藉光耦合器U2提供反饋給初級端控制器U1。C13和R13提供控制環(huán)路相位和增益補償，而C7為U5的反饋輸入提供高頻噪聲去耦。
圖2：變壓器設(shè)計數(shù)據(jù)表。
另外兩路低壓輸出(3.3 V和1.8 V)使用1對NCP1595單片同步降壓穩(wěn)壓器(U3和U4)從5 V輸出獲得。這兩個降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率為1 MHz，因此只需要極小尺寸的輸出電感(L3和L4)和電容(C15和C17)。由于這些降壓轉(zhuǎn)換芯片的輸入和輸出紋波頻率極高，C14至C17應當使用極低阻抗的多層陶瓷電容。C18是一顆標準鋁電解電容以保證在特殊DTA微處理器從休眠模式啟動時只有極低的輸出電壓下降。在這個測試應用中，3.3 V輸出并不需要大輸出電容，但如果這3.3 V輸出是DTA微處理器的主電源，則可以考慮選用大輸出電容。對于所選3.3 V和1.8 V電平之外的電壓，設(shè)計人員只需要調(diào)整電壓檢測分壓器網(wǎng)絡(luò)調(diào)節(jié)電阻(R17或R19)的值，提供恰當?shù)姆答侂娖浇o降壓控制器的檢測輸入即可(可訪問www.onsemi.com/pub_link/Collateral/NCP1595.PDF，參見NCP1595數(shù)據(jù)表)。
測試結(jié)果
工作效率
由于此款設(shè)計的主要目標是效率和電路簡單性，而且特定DTA電路應用所需的電壓和電流配置也會明顯不同，所以我們在多種不同負載條件下測試了能效，結(jié)果如表2所示。如我們可能預計的那樣，5 V輸出上負載最大的配置總能效也最高。
表2：不同輸出在各種負載配置下的能效。
休眠及關(guān)閉模式
- 休眠模式：輸入功率≤720 mW
- 關(guān)閉模式(空載)：輸入功率≤200 mW
其它評論及建議
雖然這個特別參考設(shè)計中并沒有測試傳導EMI，但相同的輸入濾波器設(shè)計已用于安森美半導體其它類似的低功率反激式參考設(shè)計，且符合FCC針對導電EMI的B級(Level B)要求。
為了獲得最佳的熱管理性能，NCP1595的DFN表面貼裝封裝(U3及U4)應當完整地焊至電路板的外部覆銅區(qū)域，而當NCP1595降壓轉(zhuǎn)換器上提供更大電流輸出，這就猶為重要。
電流感測變壓器T2的設(shè)計并非最關(guān)鍵的事項，可以采用任何匝數(shù)比在30：1至50：1的小型鐵芯就可以使用。然而，主反激變壓器T1的設(shè)計對能效及優(yōu)化電源性能而言非常關(guān)鍵。我們并不建議重新設(shè)計磁芯結(jié)構(gòu)更小(磁芯橫截面積Ae更小)的變壓器。使用橫截面積較大的磁芯可能使總匝數(shù)較少，并有可能增量提升能效，但為了恰當?shù)碾娐饭ぷ?，需要維持規(guī)定的電感值。
設(shè)計人員運用此參考設(shè)計時，建議您詳細閱讀安森美半導體NCP1308和NCP1595單片控制器的數(shù)據(jù)表。
演示電路板
圖3：安森美半導體8 W DTA電源參考設(shè)計的演示電路板。
總結(jié)：
本文介紹了安森美半導體用于8 W DTA轉(zhuǎn)換盒電源的一種經(jīng)過完備構(gòu)建及測試的GreenPointTM解決方案。這電源設(shè)計在初級端使用了安森美半導體的NCP1308電流模式控制器，采用的是準諧振拓撲結(jié)構(gòu)。次級端提供三路輸出(5 V、3.3 V和1.8 V)。其中，3.3 V和1.8 V輸出源于5 V輸出，使用了采用降壓直流-直流(DC-DC)拓撲結(jié)構(gòu)及同步整流技術(shù)的NCP1595控制器。這參考設(shè)計滿足“能源之星”的能效規(guī)范要求及NTIA的技術(shù)要求，并符合安森美半導體的設(shè)計規(guī)范，具有較高的工作效率及極低的待機能耗?？蛻衾眠@參考設(shè)計，可以縮短設(shè)計周期，并加快產(chǎn)品上市進程。
供稿：安森美半導體
參考資料：
1、安森美半導體《8 W DTA電源參考設(shè)計文檔》，參見：http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/TND332-D.PDF
