【導(dǎo)讀】一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應(yīng)用中，使用 同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還 會在整流器上引入較高的di/dt。為了實(shí)現(xiàn)高效率，MOSFET 的選擇主要取決于導(dǎo)通電阻和柵極電荷。
一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應(yīng)用中，使用 同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還 會在整流器上引入較高的di/dt。為了實(shí)現(xiàn)高效率，MOSFET 的選擇主要取決于導(dǎo)通電阻和柵極電荷。然而，人們很少 注意寄生體二極管反向恢復(fù)電荷(Qrr)和輸出電容(COSS)。這 些關(guān)鍵參數(shù)可能會增大MOSFET漏極上的電壓尖峰和振鈴。 一般而言，隨著MOSFET擊穿電壓額定值的增大，導(dǎo)通電阻 也會增大。本文提出一種數(shù)控有源鉗位吸收器。該吸收器 既可消除同步整流器上的電壓尖峰和振鈴，還能發(fā)揮設(shè)計(jì) 指南作用；在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器（如半橋和全橋拓?fù)浣Y(jié) 構(gòu)）中擁有多種其他優(yōu)勢，同時還能提高可靠性，降低故 障率。
簡介
人們總是希望使用平均故障間隔時間(MTBF)較高的高可靠性電 源。要打造穩(wěn)健的設(shè)計(jì)，可以使用額定擊穿電壓較高的開關(guān)。 但這樣做會喪失一定的效率。因此，高效率和高可靠性在實(shí)際應(yīng)用中往往不可兼得。作為新一代電源解決方案的一部分，工 業(yè)界一直對高效率隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器保持著穩(wěn)定的需求。這 就要求在副邊使用同步整流器。整流器的額定值一般是器件電 壓尖峰的1.2至1.5倍。電壓尖峰由漏感、寄生走線電感和整流 器輸出電容(COSS)形成的諧振所導(dǎo)致，諧振峰值可能高達(dá)整流器 穩(wěn)態(tài)反向電壓的兩倍。一種解決方案是用無源吸收器充當(dāng)RC1或 RCD2。雖然這些器件非常流行，但有損耗，會導(dǎo)致效率略微下 降。用于制造無損吸收器的部分技術(shù)采用的是再生吸收器（如 LCD3），但吸收器僅用于原邊開關(guān)，或者只在電源開關(guān)關(guān)閉而 非開啟期間使用RC吸收器。其他技術(shù)4,5運(yùn)用泄漏電能來驅(qū)動小 型高效率轉(zhuǎn)換器，饋入輸出電壓終端。但這要求使用更多的元 件。其他技術(shù)6則將有源鉗位吸收器用于全橋相移拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以 便消除在ZVS軟開關(guān)應(yīng)用中由原邊諧振電感導(dǎo)致的諧振，但僅 限于低占空比應(yīng)用。
本文將深入探討有源鉗位吸收器電路及其數(shù)字實(shí)現(xiàn)方式，該吸 收器電路可以避免電壓偏移，特別是能消除MOSFET中寄生二極 管的反向恢復(fù)損耗，還具有多種其他優(yōu)勢。轉(zhuǎn)換器（僅副邊） 功率級示意圖如圖1所示。
圖1. 功率轉(zhuǎn)換器副邊（圖中所示為有源鉗位）
圖1展示的是一款隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的副邊。副邊由同步整流 構(gòu)成，同步整流表現(xiàn)為連接變壓器的H-橋。另外還有輸出濾波 器電感(LOUT)和輸出濾波器電容(COUT)。有源鉗位開關(guān)是一個P溝道 MOSFET，用于轉(zhuǎn)換柵極信號電平的柵極驅(qū)動由一個電容和一個 二極管構(gòu)成。
高頻等效電路
在高頻視圖中，大電感和大電容分別處于開路和短路狀態(tài)，電 路分析中只使用寄生和諧振電感及電容。利用這種方法可以簡 化電路，以便分析交流電流。該方法特別適用于諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 和使用吸收器的場合，因?yàn)樵诰彌_周期中，高頻電流會選擇阻 抗最低的路徑。
電路的交流視圖如圖2所示。輸出濾波電感和電容分別處于開 路和短路狀態(tài)。在電路中，MOSFET的輸出電容和漏電電感保持 原樣。重點(diǎn)是轉(zhuǎn)換器的副邊，因?yàn)樵呺妷涸匆讯搪凡⑶覍Ψ?析無用。
圖2. （左）功率轉(zhuǎn)換器副邊AC視圖（圖中所示為有源鉗位）（右）簡化的AC視圖。
同步FET有源鉗位電路的工作原理
在分析中，我們假設(shè)，吸收器電容足夠大，能維持電壓恒定不 變。在續(xù)流間隙（在圖3中，SR1和SR2均開啟），四個副邊開 關(guān)(MOSFET)全部開啟。受有限上升和下降時間以及柵極驅(qū)動信 號傳播延遲變化的影響，同步整流器信號之間始終存在較短的 死區(qū)時間。在該死區(qū)時間期間，MOSFET的寄生二極管會導(dǎo)通以 續(xù)流。其后是下一半開關(guān)周期，此時，原邊MOSFET的另一個引 腳啟動。這會導(dǎo)致變壓器繞組上的極性發(fā)生變化，同時關(guān)閉同 步整流器體二極管。然而，只要反向恢復(fù)電荷(Qrr)未耗盡，同 步MOSFET的寄生二極管就不會關(guān)閉。方向如圖2所示。該Qrr被 視為作為前沿尖峰從變壓器反映到原邊的多余電流。這還會增 大同步MOSFET漏極上的電壓尖峰。反向恢復(fù)電荷的大小由下式 計(jì)算得到：
圖3
圖4a. trr間隔捕獲反向恢復(fù)能量期間的工作情況
圖4b. 負(fù)載中釋放的能量
漏電電感和走線電感（極性如圖2所示）導(dǎo)致的電壓尖峰由有 源鉗位吸收器吸收。有源吸收器開關(guān)可以在寄生二極管開啟后 在ZVS時打開。然而，當(dāng)有源鉗位吸收器開啟時，吸收器電容會 吸收反向恢復(fù)電流并把捕獲的能量重新注入副橋和負(fù)載中。由 于通過吸收器電容的凈電流為零，所以只要轉(zhuǎn)換器工作于穩(wěn)態(tài) 下，吸收器就會維持電荷平衡。
設(shè)計(jì)指南
1. 估算漏電電感
讓轉(zhuǎn)換器在無吸收器的條件下工作，測量同步MOSFET漏極上振 鈴電壓尖峰的諧振頻率和周期(f1)。另外，測量原邊電流波形上 的前沿尖峰（應(yīng)等于trr）。要估算漏電電感，要使電容的已知 值(C2)至少比MOSFET漏極/源極電容大一個數(shù)量級。用下式測量 振鈴頻率(f2)，計(jì)算電容(COSS)和漏電(LLK)電感：
2. 選擇有源鉗位吸收器電容
選擇一個輸出電容至少為同步MOSFET輸出電容10至100倍的吸 收器電容。這是因?yàn)橛性次掌鏖_關(guān)會有一條低阻抗路徑。然 而，吸收器電容的選擇必須做到：
其中，Ts為開關(guān)周期。
在下列最小延遲條件下打開有源鉗位吸收器：
這兩項(xiàng)為驅(qū)動器的傳播延遲和原邊MOSFET的驅(qū)動信號上升時 間。這個時序非常重要，因?yàn)楸仨毑东@MOSFET體二極管的全部 反向恢復(fù)能量。該時間取決于同步MOSFET體二極管的反向恢復(fù) 特性（Qrr、trr、Irr），可能隨器件上的溫度、負(fù)載電流和反向電 壓等因素而變化。延遲時間和吸收器導(dǎo)通時間可以用本文所述 方法精確設(shè)置以針對不同的開關(guān)特性進(jìn)行優(yōu)化。
確定鉗位電容值的另一種方法是使用以下公式。該公式基于諧 振周期，在此期間，將漏電電能釋放到鉗位電容中。
該值的范圍為：
為了避免在第1點(diǎn)上觀察到過多的振鈴，導(dǎo)通時間應(yīng)不超過一個 或兩個諧振周期，否則，會出現(xiàn)過多的連續(xù)振鈴?；蛘?，吸收 器的導(dǎo)通時間可以取上面第1點(diǎn)中觀察到的前沿尖峰的導(dǎo)通時間 的近似值（如trr）。過多的導(dǎo)通時間只是會導(dǎo)致能量再諧振幾 個周期，可以在原邊電流波形中看到這一點(diǎn)（圖8和圖9）。
3. 選擇吸收器開關(guān)
(1)的一個簡化版本是使用MOSFET數(shù)據(jù)手冊中的最差條件限值。 以下公式更加詳細(xì)地展現(xiàn)了電容中電流的情況：
使用因子2是因?yàn)榭紤]的只是半個開關(guān)周期，對于全橋或半橋 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該過程發(fā)生兩次。另外，在圖1中，由于兩個開關(guān) 關(guān)閉，所以反向恢復(fù)電荷會增加一倍。因此，總電流為：
其中，在全橋配置下，C為2；在中心抽頭配置下，C為1；N為 并聯(lián)的MOSFET數(shù)目。這是通過有源吸收器開關(guān)的平均電流。
數(shù)字實(shí)現(xiàn)
有源鉗位吸收器的數(shù)字實(shí)現(xiàn)有兩個控制：控制1是吸收器延 遲（自觸發(fā)器邊沿的吸收器PWM邊沿中的可調(diào)延遲）?？刂? 為吸收器PWM導(dǎo)通時間。觸發(fā)點(diǎn)為H橋?qū)呉_原邊PWM上升 沿的邏輯OR（如OUTC和OUTD）。吸收器PWM并不要求像主控 PWM分辨率一樣高的分辨率（如125 ps）。結(jié)果，觸發(fā)所需時 鐘能支持較慢的速率（5 ns分辨率），這樣還能節(jié)能（40倍系 數(shù)）。這一概念也可以運(yùn)用到副邊上有中心抽頭的功率轉(zhuǎn)換拓 撲結(jié)構(gòu)。另外，該概念也可以用于單個開關(guān)，在這些開關(guān)中， 每個功率晶體管上會放置一個分立式有源鉗位開關(guān)吸收器單 元。在這種情況下，有源鉗位FET的驅(qū)動信號取自同步整流器 的下降沿。
圖5. 吸收器PWM的數(shù)字實(shí)現(xiàn)
ADP1055數(shù)字控制器提供了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的必要工具。借助直觀 簡單的圖形用戶界面，只需幾分鐘就能完成有源鉗位吸收器的 優(yōu)化。ADP1055提供了兩個選項(xiàng)來設(shè)置吸收器PWM，即通過SR1 和SR2的邏輯組合或通過OUTC和OUTD信號的邏輯組合。在兩種 情況下，可以用兩個選項(xiàng)配置吸收器PWM，如圖6和圖7所示。 在上述所有情景下，都可以用吸收器延遲（設(shè)置死區(qū)時間）和 吸收器導(dǎo)通時間微調(diào)優(yōu)化參數(shù)。借助兩個信號的邏輯組合和極 性選擇功能，用戶完全可以自由地選擇適當(dāng)?shù)奈掌鹘M合。
圖6. 使用選項(xiàng)1（SR1和SR2）的吸收器時序
圖7. 使用選項(xiàng)2（OUTC和OUTD）的吸收器時序
全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果
為了進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，選擇的隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其額定輸入 為48 V，額定輸出為12 V、20 A，開關(guān)頻率為125 kHz。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 為全橋，帶一個副邊，如圖1所示。
圖8展示了使用不正確的吸收器導(dǎo)通時間會導(dǎo)致多余振鈴，同時 還展示了同步MOSFET的振蕩漏極電壓，后者也反映在原邊電流 中。前沿尖峰也很嚴(yán)重，會導(dǎo)致不必要的EMI。
圖8. 過多的吸收器導(dǎo)通時間
圖9所示為優(yōu)化的吸收器導(dǎo)通時間，其中，在同步MOSFET的漏 極電壓上無振鈴。同時，前沿尖峰也幾乎消除了。
圖9. 優(yōu)化的吸收器時序
圖10所示為同步MOSFET在有源鉗位吸收器不存在條件下的漏 極電壓。電壓偏移可能非常嚴(yán)重，達(dá)穩(wěn)態(tài)電壓的1.5倍，并且 MOSFET有可能進(jìn)入雪崩條件。
圖10. 不存在有源鉗位吸收器
圖11所示為有源鉗位吸收器的有效性。前沿尖峰被完全消除， MOSFET漏極上無振鈴。
圖11. 存在有源鉗位吸收器
圖12. 0 A負(fù)載條件下的吸收器有效性
綠線：SR漏極，10 V/div
藍(lán)線：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
黃線：負(fù)載電流，10 A/div
圖13. 20 A負(fù)載條件下的吸收器有效性
綠線：SR漏極，10 V/div
藍(lán)線：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
黃線：負(fù)載電流，10 A/div
半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果
對半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了額外的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，額定輸入為48 V，額 定輸出為9 V、200 W，開關(guān)頻率為180 kHz。
圖14. 有源鉗位吸收器禁用
紅線：SR1漏極，5 V/div
藍(lán)線：SR2漏極；5 V/div
綠線：吸收器PWM，5 V/div
圖15. 有源鉗位吸收器使能
紅線：SR1漏極，5 V/div
藍(lán)線：SR2漏極；5 V/div
綠線：吸收器PWM，5 V/div
圖16. 有源鉗位吸收器條件下軟啟動期間的SR漏極波形
黃線：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div
紅線：SR1漏極，10 V/div
藍(lán)線：SR2漏極，10 V/div
綠線：輸出電壓，2 V/div
圖17. 有源鉗位吸收器條件下軟啟動期間的SR漏極波形
黃線：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div
紅線：SR1漏極，10 V/div
藍(lán)線：SR2漏極，10 V/div
綠線：輸出電壓，2 V/div
圖18. 短路測試過程中的SR漏極電壓
黃線：負(fù)載電流，5 A/div
紅線：SR1漏極，10 V/div
藍(lán)線：SR2漏極，10 V/div
綠線：輸出電壓，2 V/div
布局考慮
圖8所示為上述半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的布局。關(guān)鍵點(diǎn)是通過縮短環(huán)路 或?qū)⑵湎拗圃谳^窄區(qū)域，減小鉗位環(huán)路的寄生電感。否則會降 低鉗位的有效性，并在鉗位周期內(nèi)導(dǎo)致高頻振鈴。
圖19. 有源鉗位吸收器布局
結(jié)論
本文展示了有源鉗位吸收器電路在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器高 輸出電流應(yīng)用中的數(shù)字實(shí)現(xiàn)方式。提出的有源-鉗位方案 具有多種優(yōu)勢，比如更低的鉗位電壓，可以降低MOSFET 額定擊穿電壓， 從而提高效率。同時還消除了振鈴， 結(jié) 果可以減少電磁干擾(EMI)。這是一種低成本的簡單電路， 驅(qū)動方案也很簡單。另外， 與需要額外電感的其他有源 吸收器相比，還可以節(jié)省PCB板空間。整體而言，電源的 可靠性得到了大幅提升。此外， 消除了前沿尖峰， 結(jié)果 降低了對原邊開關(guān)的壓力。另外， 更高的效率可以降低 發(fā)熱量， 這對散熱困難的受限區(qū)域中的模塊非常有用。
ADP1055數(shù)字控制器提供了實(shí)現(xiàn)上述任務(wù)的必要工具，無需編寫 復(fù)雜的程序或代碼。ADP1055還支持多種其他功能，比如黑盒、 軟停、命令掩碼、非線性增益等。
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