【導讀】高頻率開關的MOSFET和IGBT柵極驅動器，可能會產生大量的耗散功率。因此，需要確認驅動器功率耗散和由此產生的結溫，確保器件在可接受的溫度范圍內工作。高壓柵極驅動集成電路（HVIC）是專為半橋開關應用設計的高邊和低邊柵極驅動集成電路，驅動高壓、高速MOSFET 而設計。
高頻率開關的MOSFET和IGBT柵極驅動器，可能會產生大量的耗散功率。因此，需要確認驅動器功率耗散和由此產生的結溫，確保器件在可接受的溫度范圍內工作。高壓柵極驅動集成電路（HVIC）是專為半橋開關應用設計的高邊和低邊柵極驅動集成電路，驅動高壓、高速MOSFET 而設計?！陡邏簴艠O驅動器的功率耗散和散熱分析》白皮書從靜態(tài)功率損耗分析、動態(tài)功率損耗分析、柵極驅動損耗分析等方面進行了全面介紹。
圖 1 顯示了 HVIC 的典型內部框圖。主要功能模塊包括輸入級、欠壓鎖定保護、電平轉換器和輸出驅動級。柵極驅動器損耗包括：
● 當驅動器處于偏置狀態(tài)且未進行開關時，高邊和低邊電路中靜態(tài)電流相關的靜態(tài)損耗。
● 當施加開關信號時與動態(tài)電流相關的動態(tài)損耗，與開關頻率有關。
● 與負載開關電荷相關的柵極驅動損耗，直接依賴于開關頻率。
圖 1. HVIC 框圖
本文將不討論自舉二極管的損耗，因為二極管的電流包括在動態(tài)損耗中。然而，不容忽視的是啟動過程中為自舉電容充電的瞬時功率損耗。在此期間，會有大量電流流過二極管，對自舉電容快速充電，并在幾個開關周期內產生相對較高的損耗。自舉二極管必須能承受這些電流和功率損耗，當二極管啟動時，這部分損耗將增加驅動器的內部功率損耗。
靜態(tài)功率損耗分析
圖 2 顯示了與高低邊驅動器相關的半橋開關網絡簡化示意圖，以解釋靜態(tài)損耗。
圖 2. 針對靜態(tài)功率損耗的驅動器和半橋配置的簡化電路圖
靜態(tài)損耗，是由低邊驅動器中直流電壓源 VDD到地的靜態(tài)電流，以及高邊驅動器中電平轉換器的漏電流引起的，如下式所示。
其中，IQDD為無輸入開關信號時 VDD的靜態(tài)電流，VBOOT為 CBOOT 上的電壓，VDBOOT為自舉二極管上的正向壓降，VR為輸入電源的軌電壓，ILK為自舉引腳（圖 2 中 VB引腳）上的漏電流。靜態(tài)功率損耗在驅動器接通電源后即一直存在，與輸入信號的頻率無關。
然而，大部分功率損耗在驅動器打開或關閉電源時產生。因此，IQDD包含在開關模式的工作電流中，所以在這種情況下不應考慮 PQuiescent。當 ILK 小到不足以忽略或 VBOOT電平非常高（如 1200 V ）時，應考慮 PLeakage。如果驅動器數據手冊中沒有提供 ILK，則可以忽略這一損耗，它與其他損耗相比通常很小。
動態(tài)功率損耗分析
現在我們來考慮一下主要的損耗源。圖 3 顯示了解決動態(tài)損耗問題的驅動器電路圖。第一種動態(tài)損耗是指高邊驅動電平轉換（LS）中的損耗，即 PLS。
圖 3. 驅動器和半橋配置的動態(tài)和功率損耗簡化電路圖
Qinternal是電平轉換電路中使用的內部 LDMOS的總柵極電荷。制造商通常不提供Qinternal規(guī)范，因此數據手冊中找不到。根據經驗，在這種情況下， 600 V 高邊驅動器的Qinternal值約為 0.6~1.5 nC，100 - 200 V 驅動器的Qinternal值約為 0.4~1 nC。一些使用舊技術的驅動器產品可能具有相對較高的 Qinternal值，因此在高頻操作時應考慮 PLS，但在最新技術的驅動器中，該值越來越低，如果沒有提供 Qinternal的值，則可以忽略該損耗。
第二項動態(tài)損耗，與 VDD和 VBOOT電源供電的輸出級工作電流有關。當輸出級驅動外部功率器件時，動態(tài)損耗（POP）由下面公式給出。
IDD是 VDD上的工作電流，IBS是高邊驅動器引腳 VB 上的工作電流。這種功率損耗來自動態(tài)工作條件下的內部電流消耗。內部電流 IDD和 IBS，應在實際工作條件下參照數據手冊參數，并考慮開關頻率后確定。
如果數據手冊沒有提供 IDD和 IBS隨開關頻率變化的曲線，建議采用以下方法計算給定工作條件下的 IDD和 IBS。
如果在無負載時，IDD（或 IBS）工作在 20kHz（FSW_DS），那么在 100kHz（FSW）時的 IDD（或 IBS）大約是 20kHz 時的 5 倍，因為它與開關頻率成正比。
為了更準確地計算，在乘以5之前，從IDD或IBS中減去靜態(tài)電流。
例如，數據手冊中20kHz時的工作電流（IPDD）為0.5mA，靜態(tài)電流（IQDD）為0.05mA，100kHz時的IDD按以下公式計算。
FSW為目標頻率，FSW_DS為數據手冊中的指定頻率。
如果數據手冊中指定了IDD（或IBS）的負載條件，例如1 nF電容，則可以通過下式消除1 nF電容的電流影響。
需要注意的是，這個公式只是一個大致的估計，實際情況可能會因為電路的具體參數和工作條件而有所不同。在實際應用中，最好進行實際測量或使用仿真工具，來確定準確的電流值。
CLOAD是數據手冊中規(guī)定的負載電容
圖 4. 柵極驅動功率損耗的驅動器和半橋配置簡化電路圖
柵極驅動損耗分析
驅動器中的柵極驅動損耗是在開關頻率下提供柵極電流以開關負載 MOSFET 所產生的最大功率損耗。柵極驅動損耗來自負載電容的充電和放電（對于 MOSFET，負載電容是 MOSFET 的輸入電容），用下式表示。
其中，Qg 是外部 MOSFET 的柵極總電荷，fsw 表示開關頻率。在軟開關拓撲中，Qg 等于 FET 或 IGBT 的柵源電荷 (Qgs)。因此，高、低邊驅動器的總柵極驅動損耗是 Pcharging 的 4 倍。
由于主要的功率損耗是柵極驅動損耗，因此計算驅動器損耗的最簡單快捷的方法是將柵極驅動損耗（Pgate_drving）和 VDD上的動態(tài)損耗相加。這些損耗在中等電壓級別的高低邊驅動器產品中占 90% 以上。
熱分析
一旦計算出驅動器內部消耗的功率，我們就可以估算驅動器的結溫。這可以根據熱阻或類似熱設計（散熱和氣流）的特性進行評估。熱方程如下：
其中
TJ= 驅動器芯片的結溫
Rjx= 溫度上升與總功率耗散相關的熱阻 (θ) 或特性參數 (Ψ)
Tx= 數據手冊熱特性表中定義的 x 點溫度。
熱信息如圖5和表1所示。封裝的熱特性是幾何形狀、邊界條件、測試條件等多個參數的函數。這就需要數值分析工具或建模技術，而這些工具或技術通常操作繁瑣。根據數據手冊中的熱信息來精確估算結溫是非常困難的。
因此，回顧一下熱信息的定義很有必要。
θja是結對空氣熱阻。測量芯片結和空氣之間的熱流。主要適用于沒有任何外部散熱器的封裝。
θjc是結到外殼熱阻，測量芯片結和封裝表面之間的熱流。主要適用于使用某些外部散熱器的封裝。
Ψjt是結點到封裝頂部熱特性參數，提供了芯片溫度和封裝頂部溫度之間的相關性?？捎糜谠趹弥泄烙嬓酒瑴囟?/p>
Ψjb是結點到電路板熱特性參數，提供了芯片溫度和電路板溫度之間的相關性?？捎糜诠浪銘弥械男酒瑴囟?。
圖 5. 封裝的熱阻和特性參數。
表 1. 熱阻和特性參數的定義。
一般來說，半導體數據手冊中提供的熱信息并不能涵蓋所有應用場景。在以下示例中，我們僅使用 θja 計算 Tj。
降低 Tj 的建議
如果 Tj 太接近建議的工作溫度，可以考慮以下幾種情況。
2. 降低開關頻率。開關頻率對功率損耗的影響最大，因此只要應用允許，就可以降低開關頻率。
3. 使用散熱器。擴大 PCB 面積，在驅動器周圍增加覆銅。
4. 盡可能降低電源電壓 VDD。最新一代的驅動器和 MOSFET 均提供此選項。
降低開關頻率或電源電壓并不總是可行的，而且擴大印刷電路板或增加散熱手段往往受到限制。大多數情況下，人們會出于各種原因使用外部柵極電阻，例如限制寄生或高 dV/dt 引起的振鈴，調整柵極驅動強度以減少 EMI。這也會對功率損耗分布產生影響。添加外部柵極電阻后，柵極驅動功率損耗的計算如下：
其中，RON和 ROFF是內部上拉和下拉電阻，Rgon和Rgoff是外部柵極電阻。簡單來說，如果RON=ROFF=Rg，與沒有外部柵極電阻相比，Psw將是總功率耗散的一半。
圖 6. 內部上拉和下拉電阻。
以 NCV51511 為例，根據 Vdd/峰值上拉（或下拉）電流計算，RON為 2 Ω，ROFF為 1 Ω。如果在輸出引腳和 MOSFET 柵極之間插入 1 Ω，則柵極驅動損耗將降至 83%。
該白皮書還介紹了電平轉換電路中的功率損耗、進行 NCV51511 的功率損耗計算和熱估算、在 FAN73912 上的應用等，歡迎掃碼下載完整版白皮書。
本文轉載自：安森美
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