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常見MOSFET失效模式的分析與解決方法

發(fā)布時間:2022-06-01 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】提高功率密度已經(jīng)成為電源變換器的發(fā)展趨勢。為達(dá)到這個目標(biāo),需要提高開關(guān)頻率,從而降低功率損耗、系 統(tǒng)整體尺寸以及重量。對于當(dāng)今的開關(guān)電源(SMPS)而言,具有高可靠性也是非常重要的。零電壓開關(guān)(ZVS) 或零電流開關(guān)(ZCS) 拓?fù)湓试S采用高頻開關(guān)技術(shù),可以 大限度地降低開關(guān)損耗。ZVS拓?fù)湓试S工作在高頻開 關(guān)下,能夠改善效率,能夠降低應(yīng)用的尺寸,還能夠降 低功率開關(guān)的應(yīng)力,因此可以改善系統(tǒng)的可靠性。LLC 諧振半橋變換器因其自身具有的多種優(yōu)勢逐漸成為一種 主流拓?fù)?。這種拓?fù)涞玫搅藦V泛的應(yīng)用,包括高端服務(wù) 器、平板顯示器電源的應(yīng)用。但是,包含有LLC諧振半 橋的ZVS橋式拓?fù)?,需要一個帶有反向快速恢復(fù)體二極 管的MOSFET,才能獲得更高的可靠性。


在功率變換市場中,尤其對于通信/服務(wù)器電源應(yīng)用,不 斷提高功率密度和追求更高效率已經(jīng)成為具挑戰(zhàn)性的 議題。對于功率密度的提高,普遍方法就是提高開關(guān) 頻率,以便降低無源器件的尺寸。零電壓開關(guān)(ZVS)拓 撲因具有極低的開關(guān)損耗、較低的器件應(yīng)力而允許采用 高開關(guān)頻率以及較小的外形,從而越來越受到青睞 。這些諧振變換器以正弦方式對能量進(jìn)行處理,開 關(guān)器件可實(shí)現(xiàn)軟開閉,因此可以大大地降低開關(guān)損耗和 噪聲。在這些拓?fù)渲?,相移ZVS全橋拓?fù)湓谥小⒏吖β?應(yīng)用中得到了廣泛采用,因?yàn)榻柚β蔒OSFET的等效 輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關(guān)工作在ZVS 狀態(tài)下,無需額外附加輔助開關(guān)。然而,ZVS范圍非常 窄,續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。近來,出現(xiàn)了關(guān)于 相移全橋拓?fù)渲泄β蔒OSFET失效問題的討論。這種 失效的主要原因是:在低反向電壓下,MSOFET體二極 管的反向恢復(fù)較慢。另一失效原因是:空載或輕載情況 下,出現(xiàn)Cdv/dt直通。在LLC諧振變換器中的一個潛在 失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通 電流相關(guān)。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域,反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、 過載和輸出短路的情況下發(fā)生。


LLC諧振半橋變換器


LLC諧振變換器與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢:


■寬輸出調(diào)節(jié)范圍,窄開關(guān)頻率范圍


■?即使空載情況下,可以保證ZVS


■?利用所有的寄生元件,來獲得ZVS


LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限。正是 由于這些原因,LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用在電源供電 市場。LLC諧振半橋變換器拓?fù)淙鐖D1所示,其典型波 形如圖2所示。圖1中,諧振電路包括電容Cr和兩個與之 串聯(lián)的電感Lr和Lm。作為電感之一,電感Lm表示變壓器 的勵磁電感,并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成 一個諧振點(diǎn)。重載情況下,Lm會在反射負(fù)載RLOAD的作用 下視為完全短路,輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串 聯(lián)。因此,諧振頻率由負(fù)載情況決定。Lr 和Cr決定諧振 頻率fr1,Cr和兩個電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2,隨 著負(fù)載的增加,諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓 器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動,如公 式1、2所示。


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LLC諧振變換器的失效模式


啟動失效模式


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圖3和圖4給出了啟動時功率MOSFET前五個開關(guān)波形。 在變換器啟動開始前,諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比,在啟動過程中,這些空電容會使低端開關(guān)Q2的體二極管深度導(dǎo)通。因此流經(jīng)開關(guān) Q2體二極管的反向恢復(fù)電流非常高,致使當(dāng)高端開關(guān) Q1導(dǎo)通時足夠引起直通問題。啟動狀態(tài)下,在體二極管 反向恢復(fù)時,非??赡馨l(fā)生功率MOSFET的潛在失效。 圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動時的簡化波形。


圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時 段,諧振電感電流Ir變?yōu)檎?。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通 狀態(tài),諧振電感電流流過MOSFET Q1 溝道。當(dāng)Ir開始上 升時,次級二極管D1導(dǎo)通。因此,式3給出了諧振電感 電流Ir的上升斜率。因?yàn)閱訒rvc(t)和vo(t)為零,所有的 輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。


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在t1~ t 2時段,MOSFET Q1門極驅(qū)動信號關(guān)斷,諧振電感 電流開始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管,為MOSFET Q2產(chǎn)生 ZVS條件。這種模式下應(yīng)該給MOSFET Q2施門極信號。由 于諧振電流的劇增,MOSFET Q2體二極管中的電流比正 常工作狀況下大很多。導(dǎo)致了MOSFET Q2的P-N結(jié)上存儲 更多電荷。


在t2~t3時段,MOSFET Q2施加門極信號,在t0~t1時段 劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道。由于二極管D1 依然導(dǎo)通,該時段內(nèi)諧振電感的電壓為:


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該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而,


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很小,并不足以在這個時間段 內(nèi)使電流反向。在t3時刻,MOSFET Q2電流依然從源 極流向漏極。另外,MOSFET Q2的體二極管不會恢復(fù),因?yàn)槁┰礃O之間沒有反向電壓。下式給出了諧振 電感電流Ir的上升斜率:


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在t3~t4時段,諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù) 流。盡管電流不大,但依然給MOSFET Q2的P-N結(jié)增加 儲存電荷。


在t4~t5時段,MOSFET Q1通道導(dǎo)通,流過非常大的直 通電流,該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復(fù)電 流引起。這不是偶然的直通,因?yàn)楦?、低端MOSFET正 常施加了門極信號;如同直通電流一樣,它會影響到該 開關(guān)電源。這會產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)dv/dt,有時會擊穿 MOSFET Q2。這樣就會導(dǎo)致MOSFET失效,并且當(dāng)采 用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時,這種失 效機(jī)理將會更加嚴(yán)重。


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過載失效模式


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圖7給出了不同負(fù)載下LLC諧振變換器的直流增益特性 曲線。根據(jù)不同的工作頻率和負(fù)載可以分為三個區(qū)域。 諧振頻率fr1的右側(cè)(藍(lán)框)表示ZVS區(qū)域,空載時小 第二諧振頻率fr2的左側(cè)(紅框)表示ZCS區(qū)域,fr1和fr2 之間的可能是ZVS或者ZCS,由負(fù)載狀況決定。所以紫 色的區(qū)域表示感性負(fù)載,粉色的區(qū)域表示容性負(fù)載。圖 8給出了感性和容性負(fù)載下簡化波形。當(dāng)開關(guān)頻率 fs<fr2,諧振電路的輸入阻抗為容性。因此,諧振電路電 流超前于mosfet兩端電壓的基波分量;mosfet電流="" 在其開通后為正,在其關(guān)斷前為負(fù)。 <="" span="">


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MOSFET在零電流處關(guān)斷。在MOSFET開通前,電流流 過另一個MOSFET的體二極管。當(dāng)MOSFET開關(guān)開通, 另一個MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大 反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過諧振電路,它將流過另一個MOSFET。這就會產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗,并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效。因此,變換器需要避免工 作在這個區(qū)域。


對于開關(guān)頻率fs>fr1,諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通后為負(fù),關(guān)斷前為正。MOSFET開 關(guān)在零電壓處開通。因此,不會出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開 通損耗小化。MOSFET的輸入電容不會因米勒效應(yīng)而 增加。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部 分,并且當(dāng)開關(guān)電流為正時,會成為開關(guān)電流的一部 分。因此,通常ZVS優(yōu)于ZCS,因?yàn)樗梢韵煞聪?恢復(fù)電流、結(jié)電容放電引起的主要的開關(guān)損耗和應(yīng)力。


圖9給出了過載情況下工作點(diǎn)移動軌跡。變換器正常工 作在ZVS區(qū)域,但過載時,工作點(diǎn)移動到ZCS區(qū)域,并 且串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo)。過載情況下,開關(guān)電 流增加,ZVS消失,Lm被反射負(fù)載RLOAD完全短路。


這種情況通常會導(dǎo)致變換器工作在ZCS區(qū)域。ZCS(諧振 點(diǎn)以下)嚴(yán)重的缺點(diǎn)是:開通時為硬開關(guān),從而導(dǎo)致 二極管反向恢復(fù)應(yīng)力。此外,還會增加開通損耗,產(chǎn)生 噪聲或EMI。


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二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt,因此在很大的di/dt條件 下,會產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰。這些尖峰會比穩(wěn) 態(tài)開關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損 耗大大增加、發(fā)熱嚴(yán)重。MOSFET結(jié)溫的升高會降低其 dv/dt的能力。在極端情況下,損壞MOSFET,使整個系 統(tǒng)失效。在特殊應(yīng)用中,負(fù)載會從空載突變到過載,為 了能夠保持系統(tǒng)可靠性,系統(tǒng)應(yīng)該能夠在更惡劣的工作 環(huán)境中運(yùn)行。


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圖10和圖11給出了過載時功率MOSFET開關(guān)波形。電流 尖峰發(fā)生在開通和關(guān)斷的瞬間??梢员徽J(rèn)作是一種“暫 時直通”。圖12給出了過載時LLC諧振變換器的簡化波 形,圖13給出了可能導(dǎo)致器件潛在失效問題的工作模式。


在t0 ~ t1時段,Q1導(dǎo)通,諧振電感電流Ir為正。由于 MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài),諧振電流流過MOSFET Q1 溝道,次級二極管D1導(dǎo)通。Lm不參與諧振,Cr與Lr諧 振。能量由輸入端傳送到輸出端。


在t1 ~ t2時段,Q1門極驅(qū)動信號開通,Q2關(guān)斷,輸出電 流在t1時刻為零。兩個電感電流Ir 和 Im相等。次級二極 管都不導(dǎo)通,兩個輸出二極管反向偏置。能量從輸出電 容而不是輸入端往外傳輸。因?yàn)檩敵龆伺c變壓器隔離, Lm與Lr串聯(lián)參與諧振。


在t2 ~ t3時段,MOSFET Q1 依然施加門極信號,Q2關(guān) 斷。在這個時段內(nèi),諧振電感電流方向改變。電流從 MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導(dǎo)通,D1反向偏 置,輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。


在t3 ~ t4時段,關(guān)斷MOSFET Q1和Q2的門極信號,諧振 電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極管,這就為 MOSFET Q1創(chuàng)造了ZCS條件。


在t4 ~ t5時段,MOSFET Q2開通,流過一個很大的直通 電流,該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復(fù)電流 產(chǎn)生。這不是偶然的直通,因?yàn)楦摺⒌投薓OSFET正常 施加了門極信號;有如直通電流一樣,它會影響到該開 關(guān)電源。這會形成很高的反向恢復(fù)dv/dt,時常會擊穿 MOSFET Q2。這樣就會導(dǎo)致MOSFET失效,當(dāng)使用的 MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時,這種失效機(jī) 理會更加嚴(yán)重。


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短路失效模式


最壞情況為短路。短路時,MOSFET導(dǎo)通電流非常高 (理論上無限高),頻率也會降低。當(dāng)發(fā)生短路時,諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路,因?yàn)镃r只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12 省略了t1 ~ t2時段,短路時次級二極管在CCM模式下連續(xù) 導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過載狀態(tài)下一樣,但 是短路狀態(tài)更糟糕,因?yàn)榱鹘?jīng)開關(guān)體二極管的反向恢復(fù) 電流更大。


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圖14和圖15給出了短路時功率MOSFET的開關(guān)波形。短 路的波形與過載下的波形類似,但是其電流的等級更 高,MOSFET結(jié)溫度更高,更容易失效。


功率MOSFET失效機(jī)理


體二極管反向恢復(fù)dv/dt


二極管由通態(tài)到反向阻斷狀態(tài)的開關(guān)過程稱為反向恢 復(fù)。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復(fù)的波形。首 先體二極管正向?qū)?,持續(xù)一段時間。這個時段中,二 極管P-N結(jié)積累電荷。當(dāng)反向電壓加到二極管兩端時, 釋放儲存的電荷,回到阻斷狀態(tài)。釋放儲存電荷時會出 現(xiàn)以下兩種現(xiàn)象:流過一個大的反向電流和重構(gòu)。在該 過程中,大的反向恢復(fù)電流流過MOSFET的體二極管, 是因?yàn)镸OSFET的導(dǎo)通溝道已經(jīng)切斷。一些反向恢復(fù)電 流從N+源下流過。


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如圖18和圖19所示,Rb表示一個小電阻?;旧希纳?BJT的基極和發(fā)射極被源極金屬短路。因此,寄生BJT 不能被激活。然而實(shí)際中,這個小電阻作為基極電阻, 當(dāng)大電流流過Rb時,Rb產(chǎn)生足夠的壓降使寄生BJT基極發(fā)射極正向偏置,觸發(fā)寄生BJT。一旦寄生BJT開通, 會產(chǎn)生一個熱點(diǎn),更多的電流將涌入該點(diǎn)。負(fù)溫度系數(shù) 的BJT會使流過的電流越來越高。終導(dǎo)致器件失效。 圖17給出了體二極管反向恢復(fù)時MOSFET失效波形。電 流等級超過反向恢復(fù)電流峰值Irm時正好使器件失效。這 意味著峰值電流觸發(fā)了寄生BJT。圖20和圖21給出了由 體二極管反向恢復(fù)引起芯片失效的燒毀標(biāo)記。燒毀點(diǎn)是 芯片脆弱的點(diǎn),很容易就會形成熱點(diǎn),或者需要恢復(fù) 過多儲存電荷。這取決于芯片設(shè)計(jì),不同設(shè)計(jì)技術(shù)會有 所變化。


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如果反向恢復(fù)過程開始前P-N結(jié)溫度高于室溫,則更容 易形成熱點(diǎn)。所以電流等級和初始結(jié)溫度是器件失效的 兩個重要的因素。影響反向恢復(fù)電流峰值的主要因素 有溫度、正向電流和di/dt。圖22給出了反向恢復(fù)電流峰 值與正向電流等級的對應(yīng)曲線。如圖22所示,大限度 抑制體二極管導(dǎo)通,可以降低反向恢復(fù)電流峰值。如果 di/dt增大,反向恢復(fù)電流峰值也增大。在LLC諧振變換 器中,功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補(bǔ)功率開 關(guān)的開通速度有關(guān)。所以降低其開通速度也可以減小 di/dt。


擊穿dv/dt


另一種失效模式是擊穿dv/dt。它是擊穿和靜態(tài)dv/dt的組 合。功率器件同時承受雪崩電流和位移電流。如果開關(guān) 過程非常快,在體二極管反向恢復(fù)過程中,漏源極電壓 可能超過大額定值。例如,在圖16中,漏源極電壓 大值超過了570V ,但器件為500V 額定電壓的 MOSFET。過高的電壓峰值使MOSFET進(jìn)入擊穿模式, 位移電流通過P-N結(jié)。這就是雪崩擊穿的機(jī)理。另外, 過高的dv/dt會影響器件的失效點(diǎn)。dv/dt越大,建立起的 位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后,器件受 到傷害,導(dǎo)致失效?;旧?,導(dǎo)致失效的根本原因是大 電流、高溫度引起的寄生BJT導(dǎo)通,但主要原因是體二 極管反向恢復(fù)或擊穿。實(shí)踐中,這兩種失效模式隨機(jī)發(fā)生,有時同時發(fā)生。


解決方法


在啟動、過載或短路狀況下,過流保護(hù)方法有多種:


■增加開關(guān)頻率


■變頻控制以及 PWM控制


■采用分裂電容和鉗位二極管


為了實(shí)現(xiàn)這些方法,LLC諧振變換器需要增加額外的器件、改進(jìn)控制電路或者重新進(jìn)行散熱設(shè)計(jì),這都增加了系統(tǒng)的成本。有一種更為簡單和高性價(jià)比的方法。由于體二極管在LLC諧振變換器中扮演了很重要的角色,它對失效機(jī)理至關(guān)重要,所以集中研究器件的體二極管特性是解決這個問題的好方法。越來越多的應(yīng)用使用內(nèi)嵌二極管作為關(guān)鍵的系統(tǒng)元件,因此體二極管的許多優(yōu)勢得以實(shí)現(xiàn)。其中,金或鉑擴(kuò)散和電子輻射是非常有效的 解決方法。這種方法可以控制載流子壽命,從而減少反 向恢復(fù)充電和反向恢復(fù)時間。隨著反向恢復(fù)充電的減 少,反向恢復(fù)電流峰值和觸發(fā)寄生BJT的可能性也隨之降低。因此,在過流情況下,如過載或短路,這種帶有 改進(jìn)的體二極管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更好的保護(hù)。



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