中心論題：

• 高頻變壓器偏磁機理
• 偏磁抑制措施比較
• SPWM直流偏磁抑制原理及方法

解決方案：

• 檢測出直流電壓和電流并通過恰當?shù)碾娐愤M行校正
• 以逆變橋各橋臂與中點直流電壓及變壓器原邊的直流電流作為反饋量

相對半橋逆變器而言，SPWM全橋逆變器的開關(guān)電流減小了一半，因而在大功率場合得到了廣泛應(yīng)用。在SPWM全橋逆變器中，為實現(xiàn)輸入輸出之間的電氣隔離和得到合適的輸出電壓幅值，一般在輸出端接有交流變壓器。在SPWM控制的全橋逆變器中，因各種不可預(yù)見的因素，會導致輸出變壓器存在直流分量，引起單向偏磁現(xiàn)象。偏磁可以說是SPWM全橋逆變器中的一種通病，只是在不同的場合嚴重程度不同而已。變壓器的偏磁，輕則會使變壓器和功率半導體模塊的功耗增加，溫升加劇，變壓器機械噪音大（變換器開關(guān)頻率或調(diào)制頻率在音頻范圍內(nèi)時），嚴重時還會損壞功率模塊，直接威脅到系統(tǒng)的正常運行。

為了防止或減少變壓器中的直流分量，本文以逆變橋各橋臂與中點直流電壓及變壓器原邊的直流電流作為反饋量來抑制直流偏磁。采用這種方法設(shè)計的電路，經(jīng)在10kHz/15kW的全橋逆變電源中應(yīng)用，證明該電路有效、實用。

高頻變壓器偏磁機理
偏磁是指加在變壓器兩端的正反向脈沖電壓的伏秒乘積不等，從而造成變壓器磁芯的磁滯工作回線偏離坐標原點的現(xiàn)象。工作時變壓器的磁感應(yīng)強度可表示為：

　　
勵磁電流Iμ的變化率為：
    

式中，U1為變壓器初級電壓；Ae為鐵心截面積；N1為初級繞組匝數(shù)；L0為變壓器鐵芯磁路長度；μ0為空氣磁導率；μr為變壓器鐵心相對磁導率。
　　
在SPWM全橋逆變器中，由式(1)可知，若輸出變壓器初級電壓正負半周波對稱，則正負半周波伏秒積相等，其正反向最大工作磁感應(yīng)強度Bmax也相等，鐵芯磁工作點沿著磁滯回線以中心對稱地往復(fù)運動。由圖1所示的變壓器磁芯磁化曲線可見，此時沒有偏磁存在。反之,若輸出變壓器初級電壓正負半周波不對稱，正負半周波伏秒積不相等，則正負半波磁感應(yīng)強度幅值也不同，磁工作區(qū)域?qū)⑵虻谝换虻谌笙?，即形成直流偏磁。從而導致變壓器鐵芯飽和，偏磁的持續(xù)積累最終會使鐵芯進入深度飽和，磁工作點進入非線性區(qū)，鐵心相對磁導率?滋r迅速減少。由(2)式可知，勵磁電流I?滋迅速增大，導致變壓器過熱，最終導致器件毀壞。概括地說，逆變橋SPWM波正負脈沖不對稱是引發(fā)偏磁的根本原因。
 

造成“伏－秒”面積不等的具體原因有：功率半導體器件(IGBT)開關(guān)速度的差異；功率半導體器件(IGBT)通態(tài)壓降的差異；各種信號傳輸延遲的不同；電路設(shè)計不當，工藝欠妥。

偏磁抑制措施比較
目前，在各種形式的全橋PWM變換器中，都存在著不同程度的偏磁問題。為此，在很多文獻中提到了各種解決方法。一般多采用在變壓器原邊串聯(lián)電容，利用電容特有的隔直特性將原邊中的直流分量濾除。這種方法雖然簡單但有一定的局限性，因為所有的原邊電流都要流過隔直電容，使電容的工況相當嚴重，電容的可靠性及壽命將嚴重地制約變換器的可靠。

此外，一些資料也提出了一些抗直流偏磁的控制方法，如逐脈沖電流檢測法、電流型PWM控制法、采樣保持法、雙環(huán)控制法等，但它們只適用于DC/AC/DC變換器中的逆變部分，或僅適用于PWM型直流變換器。又如通常采用校正每個開關(guān)周期的脈寬來消除偏磁的方法，它應(yīng)用在PWM變換器中，不存在對輸出波形的影響；但要應(yīng)用在SPWM正弦波逆變器中，由于每個開關(guān)周期的脈寬本來就不一樣，采用此方法會導致嚴重偏離SPWM模式，產(chǎn)生調(diào)制失真，最終使輸出波形畸變。

SPWM直流偏磁抑制原理及方法
變壓器初級直流電壓的存在是造成正反方向的伏秒面積不等從而引發(fā)偏磁的根本原因。檢測出直流電壓和電流并通過恰當?shù)碾娐愤M行校正是抑制偏磁的技術(shù)關(guān)鍵。在SPWM全橋逆變電路中，S1和S2通斷互補，S3和S4通斷互補，逆變橋開關(guān)管的驅(qū)動信號為調(diào)制正弦波與三角載波比較而得到的SPWM驅(qū)動脈沖信號，此時逆變橋一橋臂與0點的電壓Uao為一直流分量Uad和基波分量及一系列諧波分量之和；同樣另一臂與0點的電壓Ubo也為直流分量Ubd和基波分量以及一系列諧波分量之和。變壓器初級直流電壓Uab=Uad-Ubd。通過分別修正每一橋臂的輸出電壓可使Uad=0和Ubd=0。所以變壓器初級繞組中的直流成分也就消除了。
　　
為了使SPWM逆變器獲得優(yōu)良的動態(tài)響應(yīng)特性和較小的諧波畸變率，在引入直流電壓檢測電路的同時還引入了直流電流檢測電路。
　　
通過霍爾元件檢測出高頻變壓器初級直流電流分量與橋臂直流電壓分量Uad或Ubd,同時送到PI調(diào)節(jié)器(VR)進行誤差放大。VR的傳遞函數(shù)為：

截止頻率f=KuRC(R為積分電阻，C為積分電容)。截止頻率增大，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度加快，重現(xiàn)輸入信號的能力強，但系統(tǒng)對輸入高頻噪音的抑制能力差，故需綜合考慮逆變器的動態(tài)性能和輸出電壓的THD要求。
　　
圖2控制框圖中“0”為直流中點，“Wp”用于調(diào)節(jié)中點。LPE為低通濾波器，分別用于檢測電壓和電流直流分量并送到PI調(diào)節(jié)器進行放大，其輸出信號作為PWM脈寬調(diào)制器的控制信號，使輸出的脈寬跟蹤其變化。由此得到的平均值去修正控制電路的參考正弦調(diào)制波，使其對橫軸對稱。若逆變橋的輸出正弦波向上偏，通過修正，使其下偏。最終使各橋臂與中點的直流分壓Uad和Ubd為零，達到消除直流偏磁的目的。整個實現(xiàn)過程為閉環(huán)動態(tài)過程。

虛線部分的具體電路由兩套完全相同電路組成。低通濾波器采用RC無源低通濾波器實現(xiàn)，電容應(yīng)選擇泄漏電流小高頻特性好的CBB類電容，以滿足可以濾除基波及基波以上的交流分量。耐壓應(yīng)大于400V。核心電路采用一片雙端輸出的PWM控制集成電路SG3536構(gòu)成推挽式結(jié)構(gòu)。PI積分放大器積分電容應(yīng)選擇精度高、泄漏電流小的聚丙烯電容以減少積分誤差，輸出偏差電壓采用脈沖變壓器隔離并獲得需要的增益。

實驗結(jié)果
本文所給出的控制電路應(yīng)用在介質(zhì)阻擋放電產(chǎn)生等離子體發(fā)生器所用的10kHz/15kW的全橋逆變電源中，經(jīng)實驗測試輸出變壓器未出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，同時其溫度降低了近20℃，總諧波含量也降低了4～5個百分點。達到了最初的設(shè)計要求。瞬時值反饋控制使SPWM逆變器獲得了優(yōu)良的動態(tài)響應(yīng)特性和較小的諧波畸變率。圖3(a)為無抗偏磁電路電源電壓輸出波形，因變壓器存在直流偏磁導致波形畸變。圖3(b)為有抗偏磁電路電源電壓輸出波形，呈正弦波。

通過對逆變橋每一橋臂與中點直流電壓分量和變壓器原邊直流電流分量進行檢測，經(jīng)校正電路處理，將其自動跟蹤偏磁量的輸出直流調(diào)整量加入到正弦調(diào)制信號中，有效地解決了逆變電源直流偏磁。從其原理及實驗證明，此抗偏磁電路應(yīng)用在SPWM全橋逆變電源中，對各種原因引起的偏磁現(xiàn)象均可有效地進行校正。它不僅適用于單相也可應(yīng)用于三相逆變電路中。