現(xiàn)代監(jiān)控系統(tǒng)的架構(gòu)如圖1所示，它包括三個(gè)基本功能：

 

● 射頻/微波調(diào)諧器

● 數(shù)字化儀，ADC及相關(guān)的放大器和緩沖器

● 快速傅里葉變換和數(shù)字信號處理

 

很多情況下，高速ADC性能——從模擬域到數(shù)字域的轉(zhuǎn)換——成為系統(tǒng)的限制因素。 盡管最大限度降低成本和系統(tǒng)尺寸始終極其重要，但系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員還必須關(guān)注如何最佳地平衡提高瞬時(shí)監(jiān)控帶寬的需求（以便最大限度提高攔截概率），以及如何將帶內(nèi)高功率信號降低系統(tǒng)靈敏度的影響減至最少。

 

表1： 高線性度低速ADC與過去和現(xiàn)在的GSPS ADC的對比

 

關(guān)于如何達(dá)到系統(tǒng)指標(biāo)和已確定的取舍要求，ADC的采樣速率和無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)通常是影響決策的兩大主要因素。轉(zhuǎn)換器的采樣速率決定奈奎斯特頻段，進(jìn)而決定個(gè)別轉(zhuǎn)換器的最大可觀測帶寬；SFDR決定可檢測的信號電平。雖然噪聲頻譜密度可能也需要考慮，但在多數(shù)情況下，ADC的噪底遠(yuǎn)低于雜散水平，而且從系統(tǒng)運(yùn)行角度看，數(shù)字化過程中產(chǎn)生的雜散與頻譜中進(jìn)行數(shù)字化的低功率信號難以區(qū)分。因此，系統(tǒng)的靈敏度與SFDR直接相關(guān)，這樣檢測到假目標(biāo)的可能性最低。

 

例如，考慮對兩個(gè)連續(xù)波(CW)信號進(jìn)行數(shù)字化處理，信號A是一個(gè)滿量程輸入，信號B的功率則低得多。作為目標(biāo)信號的信號B與數(shù)字化信號A所產(chǎn)生的雜散可能難以區(qū)別，因?yàn)槎叩碾娖较嗨啤?所以，信號B可能低于系統(tǒng)的檢測電平，不會(huì)被標(biāo)示為目標(biāo)信號。

 

圖1： 監(jiān)控系統(tǒng)基本架構(gòu)

 

諸如此類的限制表明：利用具有超高線性度的ADC可實(shí)現(xiàn)最佳檢測電平，但高線性度傳統(tǒng)上是通過犧牲ADC采樣速率來實(shí)現(xiàn)的。為了方便討論，本文考慮一個(gè)通用電子監(jiān)控系統(tǒng)，但類似的系統(tǒng)架構(gòu)權(quán)衡也適用于電子情報(bào)(ELINT)、信號情報(bào)(SIGINT)和通信情報(bào)(COMINT)。此類系統(tǒng)一般有三種不同系統(tǒng)架構(gòu)可供考慮（參見圖2）。

 

圖2A所示為最簡單的系統(tǒng)。 采用高線性度ADC，例如ADI公司的AD9265（其在70 MHz中頻輸入時(shí)具有93 dBc的SFDR和79 dBFS的信噪比(SNR)，這種架構(gòu)可提供出色的靈敏度和檢測性能，但最大采樣速率只有125 MSPS。這是以瞬時(shí)帶寬為代價(jià)而獲得的，不考慮抗混疊濾波器時(shí)的最大瞬時(shí)帶寬為62.5 MHz，通常要降低到40 MHz或更低。 系統(tǒng)中只有一個(gè)轉(zhuǎn)換器，系統(tǒng)成本很低，但射頻調(diào)諧器不得不以40 MHz的步幅掃描整個(gè)射頻帶寬，這會(huì)降低攔截某些信號的概率。

 

為了提高帶寬，一種顯而易見的方法是交錯(cuò)使用多個(gè)高線性度、低采樣速率的轉(zhuǎn)換器，將其連接到單個(gè)寬帶射頻調(diào)諧器（圖2B），從而提高有效采樣速率和瞬時(shí)帶寬。 例如，若交錯(cuò)使用8個(gè)AD9265 ADC，總有效采樣速率將達(dá)到1 GSPS，支持的瞬時(shí)帶寬接近500 MHz。 射頻調(diào)諧器只需以500 MHz的步幅掃描，因此射頻頻譜的偵測速度會(huì)快得多，攔截目標(biāo)信號（尤其是捷變信號）的概率更高。另外，系統(tǒng)僅使用一個(gè)射頻調(diào)諧器，與圖2A相比，成本增加有限。

 

雖然這確實(shí)給射頻調(diào)諧器帶來更多難題（更寬的帶寬帶來的難題是要保持與前述架構(gòu)相似的IP3和噪聲性能），但這種方法的主要不足是交錯(cuò)ADC方面。 各轉(zhuǎn)換器在增益、直流失調(diào)和相位方面的失配，需要通過校準(zhǔn)從系統(tǒng)中消除或利用數(shù)字信號處理加以管理，但即便這樣，SFDR、噪底或帶寬通常也會(huì)有一定的下降，導(dǎo)致此架構(gòu)性能降低。 對于監(jiān)控帶寬內(nèi)的超高功率信號，系統(tǒng)可能不太敏感，使問題進(jìn)一步惡化。 500 MHz頻段任意地方的這種信號都要求降低射頻和中頻增益，從而限制了低功率信號的攔截概率。

 

最高性能的架構(gòu)如圖2C所示，其中實(shí)現(xiàn)了多個(gè)并行射頻與數(shù)字化儀子系統(tǒng)，如果同樣使用AD9265，則可以同時(shí)觀測到多個(gè)相鄰40MHz頻段。 讓每個(gè)子系統(tǒng)偏移大約40 MHz（需要一些交疊），可以提高瞬時(shí)帶寬，但很顯然，這是以系統(tǒng)成本為代價(jià)，系統(tǒng)成本與瞬時(shí)帶寬成正比。與交錯(cuò)方法相比，這種架構(gòu)的好處是無需通過校準(zhǔn)或數(shù)字信號處理來消除交錯(cuò)引起的雜散。 此外，該系統(tǒng)抑制高功率阻塞或干擾的能力更強(qiáng)，因?yàn)楦?0 MHz頻段的射頻/中頻增益可以獨(dú)立設(shè)置。

 

圖2： 監(jiān)控系統(tǒng)架構(gòu)選項(xiàng)

 

上述系統(tǒng)架構(gòu)已在當(dāng)今各種系統(tǒng)中采用，但如圖中所示，每種架構(gòu)在性能、成本，還有可能是尺寸上存在限制。然而，最新的GSPS ADC可能很快就會(huì)打破現(xiàn)狀，這種ADC具備更高的線性度和嵌入式數(shù)字信號處理特性。AD9625和AD9680等新型ADC提供1.25 GSPS到2.5 GSPS的采樣速率，SFDR高達(dá)85 dBc。

 

GSPS ADC的線性度比不上低采樣速率的器件，但可以看出，差距正在縮小。使用單個(gè)GSPS ADC就能實(shí)現(xiàn)圖2B所示的架構(gòu)，同時(shí)不會(huì)有交錯(cuò)帶來的缺點(diǎn)。此外，更高的線性度可提高檢測靈敏度，并將干擾和阻塞的影響降至最小，縮小這種架構(gòu)與圖2中圖2C所示系統(tǒng)的性能差距，而且成本更低，尺寸更小。

 

然而，雖然這一方面能促成新系統(tǒng)架構(gòu)的出現(xiàn)，但這些新器件更激動(dòng)人心的方面是它們還能在轉(zhuǎn)換器的模數(shù)轉(zhuǎn)換級之后實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號處理功能。65 nm CMOS工藝支持在轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)更高速度的數(shù)字信號處理。例如，AD9625和AD9680均實(shí)現(xiàn)了數(shù)字下變頻(DDC)功能，因而高速ADC可動(dòng)態(tài)改變帶寬——從全帶寬到1,000MHz以上的數(shù)字化奈奎斯特頻段內(nèi)的可選子頻段。在圖3所示的架構(gòu)中，2.5 GSPS、12位ADC AD9625帶有嵌入式DSP選項(xiàng)。

 

在寬帶模式下，這種ADC支持以1 GHz步幅監(jiān)控射頻頻譜，以便快速評估射頻圖景。 一旦確定目標(biāo)信號，便可將此數(shù)據(jù)引導(dǎo)至DDC。DDC使用數(shù)字控制振蕩器(NCO)和濾波級，可從轉(zhuǎn)換器奈奎斯特頻段內(nèi)的任何地方選擇一個(gè)頻段，并進(jìn)行8倍或16倍的數(shù)字抽取，從而進(jìn)一步抑制噪底。雖然這一功能可以在器件中轉(zhuǎn)換器之后的數(shù)字信號處理級中輕松實(shí)現(xiàn)，但在ADC本身中執(zhí)行有助于降低ADC的輸出數(shù)據(jù)速率，更重要的是，可以降低傳輸功耗。因此，使用DDC時(shí)，系統(tǒng)功耗顯著降低。

 

圖3： 帶可選且可旁路嵌入式數(shù)字下變頻器的2.5 GSPS ADC

 

航空航天和防務(wù)系統(tǒng)持續(xù)重視縮減尺寸、重量和功耗(SWaP)，隨著GSPS領(lǐng)域的高速轉(zhuǎn)換器的線性度不斷提高，系統(tǒng)架構(gòu)師開始探索新的選項(xiàng)。把數(shù)字信號處理集成到高速轉(zhuǎn)換器內(nèi)部后，一系列選項(xiàng)和系統(tǒng)優(yōu)化方法開始顯露出來，現(xiàn)階段因而成為新一代監(jiān)控系統(tǒng)開發(fā)的一個(gè)令人興奮的時(shí)期。

 

 

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