DAC 輸入和基準(zhǔn)

 

差分 DAC 輸出是更可取的。但是，當(dāng)采用單電源、單端 DAC 輸出時，則一個固定 Vref 變得必不可少，它可以來自第三個 DAC，或來自信號 DAC 的 VREF。Vref 就是 DAC 的零基準(zhǔn)，而且它能在 I 和 Q 通道之間共用，但是應(yīng)確保其為低源阻抗，以在 I 和 Q 通道之間實現(xiàn)串?dāng)_的最小化。如有必要，可利用一個 LTC6246 電壓跟隨器對 VREF 進行緩沖。

 

在該例中，單端 I 和 Q DAC 針對 0 至 +1.024V 輸出進行配置。請注意，應(yīng)對 DAC 數(shù)字驅(qū)動進行調(diào)整以使用所有可用的 DAC 位，但是絕對不要觸及全標(biāo)度極端值。

 

任選的電阻器 R5 和 R6 的選擇以實現(xiàn)從 DAC 吸收低平均 DC 電流為目標(biāo)。在本實例中，輸入共模電壓被下拉至 0.512V，以與 DAC 輸出電壓范圍的中心相匹配。

 

單端至差分驅(qū)動器

 

與單端基帶驅(qū)動截然不同，采用差分基帶信號來驅(qū)動調(diào)制器是高度可取的。差分驅(qū)動可提供高 6dB 的 RF 輸出功率和最低的誤差矢量幅度 (EVM)。

 

另外，選擇一個具差分輸入和輸出的放大器還可簡化設(shè)計，這是因為：

設(shè)計對稱性減少了輸出 DC 失調(diào)誤差，這降低了 LO 饋通 (LOFT) 并改善了調(diào)制準(zhǔn)確度。

 

輸出共模電壓 (VOCM) 可單獨地變更以滿足調(diào)制器的要求，而且 增益可以單獨地變更，并不會影響 VOCM。

 

圖 2：差分驅(qū)動器通過提供增益和輸出共模電壓的單獨調(diào)整簡化了設(shè)計。

 

針對該應(yīng)用選擇了 LTC6362，因為該器件僅吸收 1mA 的電源電流，而且噪聲相當(dāng)?shù)?。對于那些基帶信號源具有低接近噪聲密?(這意味著一個非常高階數(shù)的基帶數(shù)字濾波器與高分辨率 DAC 一起使用) 的設(shè)計，低的放大器噪聲是很重要。我們不望放大器使該接近信噪 (S/N) 比指標(biāo)出現(xiàn)任何劣化。

 

電容器 C10 和 C11 的選擇旨在削減高頻 (HF) 噪聲，同時在極高的基帶頻率下產(chǎn)生可忽略的 (<0.1dB) 幅度誤差。LTspice 仿真對于該目的是相當(dāng)有用的。

 

DAC LC 重構(gòu)濾波器

 

DAC 重構(gòu)濾波器對于使 DAC 階梯狀輸出平滑是很重要的，它可減少高頻奈奎斯特鏡像。另一個重要功能是最大限度地降低調(diào)制器輸出端上的寬帶噪聲層。

 

圖 3：LC 重構(gòu)濾波器。該設(shè)計針對的是 266Ω 信號源和負(fù)載終端。

 

采用傳統(tǒng)的濾波器設(shè)計 CAD 工具來合成用于設(shè)計的 LC 元件值。為獲得最佳的調(diào)制準(zhǔn)確度，應(yīng)選擇針對線性相位的貝塞爾 (Bessel) LPF 響應(yīng)。在本例中，-3dB 拐角被置于 50kHz，這適合于高達(dá) ~30ksps 的符號率。

 

DAC 鏡像雜散信號的幅度 (相對于期望信號) 可利用 SIN(x) / x (式中的 x = π f / fCLK) 來估算。對于該設(shè)計的頻率計劃，我們可預(yù)期在 220kHz 實現(xiàn) 25dB 的鏡頻衰減。把 DAC LC 重構(gòu)濾波器在 220kHz 提供的衰減 (45dB) 加至此衰減，旨在估算 70dB 的總奈奎斯特鏡頻抑制。

 

獲得 VOCM 源

 

當(dāng) VCC 處于良好調(diào)節(jié)狀態(tài)時，可采用一個簡單的 VCC 電阻分壓器獲得 VOCM。在其他情況下，從一個支持低至 1µA 電阻分壓器電流的可調(diào)型 LT3009 電壓穩(wěn)壓器高效地獲得 VOCM。適當(dāng)?shù)?VOCM 電壓對于建立正確的 IQ 調(diào)制器工作點是不可或缺的。

 

圖 4：簡單的 LT3009 可提供良好調(diào)節(jié)的低噪聲 Vocm，且消耗的電流極小。

 

請注意，LTC6362 具有一個位于 VCC/2 的內(nèi)部 VOCM 分壓器，因此每當(dāng) VCC 超過 2.8V 時 VOCM 都需要進行一些下拉以保持在 1.4V。這就是布設(shè) R3 的目的。

 

增益調(diào)節(jié)

 

通常，對于許多 LTC5589 和 LTC5599 應(yīng)用來說，大約 330mVRMS (在 IQ 調(diào)制器的 I 和 Q 輸入端上進行差分測量) 的差分驅(qū)動電平是一個良好的起點。由于 LC 濾波器損耗的原因，至 LC 濾波器輸入的驅(qū)動電平通常略高 (在每個差分放大器輸出端上約為 358mVRMS)。應(yīng)使用一臺頻譜分析儀以確認(rèn)實現(xiàn)了期望的調(diào)制器 RF 輸出頻譜純度。

 

以較高的 VRMS 驅(qū)動 IQ 調(diào)制器可提供較高的輸出功率，或以較低的 VRMS 進行驅(qū)動以實現(xiàn)較低的互調(diào)失真 (IMD) 和更好的調(diào)制準(zhǔn)確度。放大器反饋電阻器可以針對該目的進行調(diào)整。

 

仿真結(jié)果

 

濾波器合成應(yīng)該已經(jīng)是正確的。然而，由于濾波器設(shè)計必須從單端轉(zhuǎn)換至差分，因此為設(shè)計誤差的混入提供了一些空檔。另一個誤差來源可以是放大器中的延遲，對于較高的符號率，它將變成一個因素?？焖?LTspice 仿真對于驗證這兩個誤差來源均處于良性狀態(tài)會有所幫助。

 

首先，我們分別察看通帶和阻帶響應(yīng)：

 

圖 5：總體電路通帶響應(yīng)。這里，我們尋求的是在最高信號頻率 (在本例中為 20.25kHz) 下實現(xiàn)最小的增益滾降和群延遲變化。

 

請注意，20.25kHz 最高信號頻率下的響應(yīng)性能下降僅為 0.5dB。低于 1dB 是一個良好的目標(biāo)。而且，群延遲如此平坦以至于您將需要采用差值光標(biāo)在上面的仿真圖上測量它。它僅為 3.7ns，與 1/30k (即 33.3µs) 的符號周期相比是可以忽略不計的。小于一個符號周期的百分之幾是不錯的目標(biāo)。由于采用了 Bessel 濾波器，因此群延遲變化在該場合中是非常好的。

 

圖 6：總體電路阻帶響應(yīng)。這里，我們尋求的是在奈奎斯特鏡頻 (在該設(shè)計實例中為 220kHz) 下實現(xiàn)足夠的衰減。

 

在本例中，我們發(fā)現(xiàn)在鏡頻條件下的衰減為 46dB。與 25dB sin(x) / x 相組合，那就是 71dB。這里，良好的目標(biāo)是達(dá)到約 70dB 或更佳的水平。對于空中傳遞的應(yīng)用，監(jiān)管機構(gòu)的要求在其中是起作用的。

 

請注意，濾波器元件損耗會不那么容易準(zhǔn)確地仿真。它們的影響在下一個主題中將是很明顯的。

 

測試結(jié)果

 

對于數(shù)字調(diào)制，調(diào)制器準(zhǔn)確度的終極測試是 EVM。

 

圖 7：LTC5599 0.8% rms 的 EVM 測量結(jié)果與預(yù)期相吻合。所有的 SPI 寄存器均位于默認(rèn)值 (被設(shè)定在 450MHz 的 LO 頻率除外)。

 

考慮到該系統(tǒng)采用的是 8 位 DAC，因此 EVM 測量值在 0.8% 左右是不足為奇的，因為從根本上說這大概是可獲得的最佳結(jié)果 (鑒于有效位數(shù) [ENOB] 將小于 8 位)：

 

圖 8：要求提供免費的凌力爾特準(zhǔn)確度轉(zhuǎn)換器！在該場合中，它說明了 DAC 有效分辨率會怎樣限制調(diào)制準(zhǔn)確度。

 

EVM 測試結(jié)果與先前公布的測量結(jié)果相吻合，而且對于大多數(shù)數(shù)字調(diào)制應(yīng)用來說肯定是足夠好了。

 

進一步的 EVM 改善將需要更多的 FIR 濾波器抽頭、更高分辨率的 DAC、也許還包括某種針對 sin(x) / x 滾降和 DAC 重構(gòu)濾波器滾降的數(shù)字濾波器補償。

 

圖 9：在 -4dBm 輸出功率下的 RF 輸出頻譜。請注意，最差 DAC 鏡頻抑制度約為 -70dBc，對于大多數(shù)應(yīng)用而言足夠好了。

 

察看一下輸出頻譜，接近噪聲頻譜密度由若干因素決定：FIR 濾波器階數(shù)、LO 相位噪聲和調(diào)制器驅(qū)動電平。

 

結(jié)論

 

本篇博客舉例說明了針對利用 LTC5599 和 LTC5589 等低功率 IQ 調(diào)制器的詳細(xì)設(shè)計方法。如在這里用實例介紹的那樣，為了獲得最高的調(diào)制準(zhǔn)確度、最低的噪聲和最低的 DC 功耗，設(shè)計師必須謹(jǐn)慎地考慮每個電路功能塊。

（轉(zhuǎn)載自：電子發(fā)燒友，來源：ADI，作者：Bruce Hemp）