圖1. 帶下變頻級(jí)的典型接收器模擬信號(hào)鏈。

 

將DDC功能集成至RF ADC中便不需要額外的模擬下變頻級(jí)， 并允許RF頻率域中的頻譜直接向下變頻至基帶進(jìn)行處理。RF ADC處理GHz頻率域中頻譜的能力放寬了模擬域中進(jìn)行多次下變頻的要求。DDC的這種功能使頻譜得以保留，同時(shí)允許通過抽取濾波進(jìn)行過濾，這樣還能提供改善帶內(nèi)動(dòng)態(tài)范圍 （增加SNR）的優(yōu)勢(shì)。有關(guān)該話題的更詳細(xì)討論可參見："祖父時(shí)代的ADC已成往事," 以及"千兆采樣ADC確保直接RF變頻." 這些文章進(jìn)一步討論了 AD9680和 AD9625，以及它們的DDC功能。

 

圖2. 使用RF ADC（集成DDC）的接收器信號(hào)鏈。

 

本文主要關(guān)注AD9680（以及 AD9690, AD9691 和 AD9684)中的DDC功能。為了理解DDC功能，并了解當(dāng)ADC中集成了DDC時(shí)如何分析輸出頻譜，我們將以AD9680-500為例。ADI 網(wǎng)站上的折折頻工具將作為輔助工具使用。這款使用簡單但功能強(qiáng)大的工具可用來幫助理解ADC的混疊效應(yīng)，這是分析集成了DDC的RF ADC（比如AD9680）中輸出頻譜的第一步。

 

本例中，AD9680-500工作時(shí)的輸入時(shí)鐘為368.64 MHz，模擬輸入頻率為270 MHz。首先，理解AD9680中數(shù)字處理模塊的設(shè)置很重要。AD9680將設(shè)為使用數(shù)字下變頻器(DDC)，其輸入為實(shí)數(shù)，輸出為復(fù)數(shù)，數(shù)控振蕩器(NCO)調(diào)諧頻率設(shè)為98 MHz，半帶濾波器1 (HB1)使能，6dB增益使能。由于輸出是復(fù)數(shù)，因此復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊禁用。DDC的基本原理圖如下所示。以下內(nèi)容對(duì)于了解如何處理輸入信號(hào)音很重要：信號(hào)首先通過NCO，使輸入信號(hào)音的頻率偏移，然后通過抽取模塊，并可選擇性通過增益模塊，之后再選擇性通過復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊。

 

圖3. AD9680中的DDC信號(hào)處理模塊。

 

從宏觀上把握信號(hào)流過AD9680也很重要。信號(hào)進(jìn)入模擬輸入，通過ADC內(nèi)核，進(jìn)入DDC，通過JESD204B串行器，然后通過JESD204B串行輸出通道輸出?？梢詤⒁妶D4中的AD9680功能框圖。

 

圖4. AD9680功能框圖。

 

輸入采樣時(shí)鐘為368.64 MHz，模擬輸入頻率為270 MHz，因此輸入信號(hào)將混疊進(jìn)入位于98.64 MHz處的第一奈奎斯特區(qū)。輸入頻率的二次諧波將混疊進(jìn)入171.36 MHz處的第一奈奎斯特區(qū)，而三次諧波混疊至72.72 MHz。這可以從圖5中折頻工具曲線看出。

 

圖5. 折頻工具中的ADC輸出頻譜。

 

圖5中顯示的折頻工具曲線給出了信號(hào)通過AD9680中的DDC 之前，位于ADC內(nèi)核輸出端的信號(hào)狀態(tài)。信號(hào)通過AD9680中的第一個(gè)處理模塊是NCO，它會(huì)將頻譜在頻域中向左偏移98 MHz（記住調(diào)諧頻率是98 MHz）。這會(huì)將模擬輸入從98.64 MHz下移至0.64 MHz，二次諧波將下移至73.36 MHz，而三次諧波將下移至–25.28 MHz（記住我們觀察的是復(fù)數(shù)輸出）。這可以從Visual Analog的FFT曲線中看出，如下文圖6所示。

 

圖6. 經(jīng)過DDC后的FFT復(fù)數(shù)輸出（NCO = 98 MHz，2倍抽?。?。

 

從圖6中的FFT曲線中可以清楚地看到NCO如何偏移我們?cè)谡垲l工具中觀察到的頻率。有意思的是，我們可以在FFT中看到一個(gè)未經(jīng)表達(dá)的信號(hào)音。然而，這個(gè)信號(hào)音真的沒有經(jīng)過表達(dá)嗎？NCO并不偏移所有頻率。本例中，它將98 MHz的基頻輸入信號(hào)音混疊向下偏移至0.64 MHz，并將二次諧波偏移至73.36 MHz，將三次諧波偏移至–25.28 MHz。此外，還有另一個(gè)信號(hào)音也發(fā)生了偏移，并出現(xiàn)在86.32 MHz。這個(gè)信號(hào)音的來源是哪里？它是否由于DDC或ADC的信號(hào)處理而產(chǎn)生的？答案是：對(duì)，也不對(duì)。

 

讓我們更加細(xì)致地看一下這個(gè)場(chǎng)景。折頻工具不包含ADC的直流失調(diào)。該直流失調(diào)導(dǎo)致直流（或0 Hz）處存在信號(hào)音。折頻工具假設(shè)ADC是理想器件，無直流失調(diào)。在AD9680的實(shí)際輸出中，0Hz處的直流失調(diào)信號(hào)音向下偏移至–98 MHz。由于復(fù)數(shù)混頻和抽取，直流失調(diào)信號(hào)音折回實(shí)數(shù)頻域中的第一奈奎斯特區(qū)。對(duì)于信號(hào)音偏移進(jìn)入第二奈奎斯特區(qū)的復(fù)數(shù)輸入信號(hào)而言，它將會(huì)繞回至實(shí)數(shù)頻域中的第一奈奎斯特區(qū)。由于使能了抽取，并且抽取率等于2，我們的抽取奈奎斯特區(qū)寬度為92.16 MHz（回憶一下：fs = 368.64 MHz，抽取采樣速率為184.32 MHz，奈奎斯特區(qū)為92.16 MHz）。直流失調(diào)信號(hào)音偏移至–98 MHz，為92.16 MHz奈奎斯特區(qū)邊界以外5.84 MHz。當(dāng)該信號(hào)音繞回至第一奈奎斯特區(qū)時(shí)，它的失調(diào)和實(shí)數(shù)頻域中的奈奎斯特區(qū)邊界相同，即92.16 MHz – 5.84 MHz = 86.32 MHz。這正是我們?cè)谏衔腇FT曲線中看到的信號(hào)音！因此，技術(shù)上而言，ADC產(chǎn)生信號(hào)（因?yàn)樗侵绷魇д{(diào)），而DDC略微移動(dòng)它。這時(shí)候就需要進(jìn)行良好的頻率規(guī)劃。適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃有助于避免此類情形。

 

現(xiàn)在，我們討論了一個(gè)使用NCO和HB1濾波器的示例，其抽取率等于2；讓我們?cè)谶@個(gè)示例中再加入一點(diǎn)東西。現(xiàn)在，我們將增加DDC抽取率，以便觀察頻率折疊效應(yīng)以及采用較高抽取率和NCO頻率調(diào)諧時(shí)的轉(zhuǎn)換情況。

 

本例中，我們觀察采用491.52 MHz輸入時(shí)鐘和150.1 MHz模擬輸入頻率的AD9680-500工作情況。AD9680將設(shè)為使用數(shù)字下變頻器(DDC)，并采用實(shí)數(shù)輸入、復(fù)數(shù)輸出、NCO調(diào)諧頻率為155 MHz、半帶濾波器1(HB1)和半帶濾波器2(HB2)使能（總抽取率等于4）、6 dB增益使能。由于輸出是復(fù)數(shù)，因此復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊禁用?；仡檲D3中的DDC基本原理圖，該圖表示信號(hào)流過DDC。同樣，信號(hào)首先通過NCO，偏移輸入信號(hào)音的頻率，然后通過抽取、增益模塊，以及在本例中旁路復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實(shí)數(shù)模塊。

 

我們將再次使用折頻工具 來幫助理解ADC的混疊效應(yīng)，以便評(píng)估模擬輸入頻率和諧波在頻域中的位置。本例中，我們有個(gè)實(shí)數(shù)信號(hào)，采樣速率為491.52 MSPS，抽取率設(shè)為4，輸出復(fù)數(shù)。在ADC的輸出端，采用折頻工具顯示的信號(hào)如圖7所示。

 

圖7. 折頻工具中的ADC輸出頻譜。

 

輸入采樣時(shí)鐘為491.52 MHz，模擬輸入頻率為150.1 MHz，因此輸入信號(hào)將殘留在第一奈奎斯特區(qū)。位于300.2 MHz的輸入頻率二次諧波將混疊進(jìn)入191.32 MHz處的第一奈奎斯特區(qū)， 而450.3 MHz處的三次諧波混疊進(jìn)入41.22 MHz處的第一奈奎斯特區(qū)。這是信號(hào)通過DDC之前ADC輸出端上的信號(hào)狀態(tài)。

 

現(xiàn)在，讓我們看一下信號(hào)如何通過DDC內(nèi)部的數(shù)字處理模塊。我們將查看進(jìn)入每一級(jí)的信號(hào)，并觀察NCO如何偏移信號(hào)，而抽取過程隨后又是如何折疊信號(hào)的。我們將保持曲線的輸入采樣速率(491.52 MSPS)，fs項(xiàng)與此采樣速率有關(guān)。讓我們觀察一般過程，如圖8所示。NCO將向左偏移輸入信號(hào)。一旦復(fù)數(shù)（負(fù)頻率）域中的信號(hào)偏移超過–fs/2，就會(huì)折回第一奈奎斯特區(qū)。接下來，信號(hào)通過第一抽取濾波器HB1，抽取率為2。在圖中顯示了抽取過程，但沒有顯示濾波器響應(yīng)，雖然這兩個(gè)操作是同時(shí)發(fā)生的。這是為了簡單起見。完成第 一次2倍抽取之后，fs/4至fs/2的頻譜轉(zhuǎn)換為–fs/4至DC的頻率。類似地，–fs/2至–fs/4的頻譜轉(zhuǎn)換為DC至fs/4的頻率。信號(hào)現(xiàn)在通過第二抽取濾波器HB2，它也是2倍抽?。偝槿‖F(xiàn)在等于 4）。fs/8至fs/4的頻譜將轉(zhuǎn)換為–fs/8至DC的頻率。類似地，– fs/4至–fs/8的頻譜將轉(zhuǎn)換為DC至fs/8的頻率。雖然圖中顯示了抽取，但沒有顯示抽取濾波操作。

 

圖8. 抽取濾波器對(duì)ADC輸出頻譜的影響—一般示例。

 

記得上一個(gè)示例中，我們討論了491.52 MSPS輸入采樣速率以及150.1 MHz輸入頻率。NCO頻率為155 MHz，抽取率等于4（由于NCO分辨率，實(shí)際NCO頻率為154.94 MHz）。因此，輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于AD9680配置為復(fù)數(shù)混頻，我們需要在分析中包含復(fù)數(shù)頻率域。圖9顯示了頻率轉(zhuǎn)換非常繁忙，但如果仔細(xì)研究的話可以看到信號(hào)流。

 

圖9. 抽取濾波器對(duì)ADC輸出頻譜的影響—實(shí)際示例。

 

NCO偏移后的頻譜：

 

1.基頻從+150.1 MHz下移至–4.94 MHz。

2.基頻鏡像從–150.1 MHz開始偏移，并繞回至186.48 MHz。

3.二次諧波從191.32 MHz下移至36.38 MHz。

4.三次諧波從+41.22 MHz下移至–113.72 MHz。

 

2倍抽取后的頻譜：

 

1.基頻停留在–4.94 MHz。

2.基頻鏡像向下轉(zhuǎn)換至–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3.二次諧波停留在36.38 MHz。

4.三次諧波由HB1抽取濾波器大幅衰減。

 

4倍抽取后的頻譜：

 

1.基頻停留在–4.94 MHz。

2.基頻鏡像停留在–59.28 MHz。

3.二次諧波停留在-36.38 MHz。

4.過濾三次諧波，并由HB2抽取濾波器幾乎完全消除。圖9.

 

現(xiàn)在，來看看AD9680-500的實(shí)際測(cè)量?？梢钥吹交l位于–4.94 MHz ?；l鏡像位于–59.28 MHz ，幅度為–67.112 dBFS，意味著鏡像衰減了大約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz。注意，VisualAnalog無法正確找到諧波頻率，因?yàn)樗唤馕鯪CO頻率和抽取率。

 

圖10. 信號(hào)經(jīng)過DDC后的FFT復(fù)數(shù)輸出曲線（NCO = 155 MHz，4倍抽?。?。

 

如果DDC設(shè)為實(shí)數(shù)輸入和復(fù)數(shù)輸出，并且NCO頻率為155 MHz（實(shí)際是154.94 MHz），那么從FFT中可以看出AD9680- 500的輸出頻譜，而抽取率為4。我鼓勵(lì)大家了解信號(hào)流程圖，理解頻譜是如何偏移和轉(zhuǎn)換的。我還鼓勵(lì)大家詳細(xì)了解本文中的示例，以便理解DDC對(duì)于ADC輸出頻譜的影響。我建議打印圖8 并隨時(shí)參考，供分析AD9680 、AD9690 、 AD9691和AD9684的輸出頻譜時(shí)使用。支持這些產(chǎn)品時(shí)，我遇到了很多人們認(rèn)為無法解釋的ADC輸出頻譜相關(guān)的頻率問題。然而一旦完成了分析，并通過NCO和抽取濾波器分析了信號(hào)流，之前認(rèn)為無法解釋的頻譜雜散便可以證明它們實(shí)際上是確實(shí)應(yīng)當(dāng)存在的信號(hào)。我希望，通過閱讀和學(xué)習(xí)本文，下次碰到集成DDC的ADC時(shí)，您可以更有準(zhǔn)備地處理問題。敬請(qǐng)關(guān)注第二部分—我們將從其它方面繼續(xù)討論DDC，以及如何仿真它的行為。我們將討論ADC混疊導(dǎo)致的抽取濾波器響應(yīng)，將會(huì)提供更多示例，并使用Virtual Eval來觀察AD9680中的DDC工作情況及其對(duì)ADC輸出頻譜的影響。

 

 

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