【導(dǎo)讀】本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術(shù)。950V IGBT結(jié)構(gòu)基于微溝槽理念，與典型1200V技術(shù)相比，新型950V IGBT和二極管的靜態(tài)損耗和/或開關(guān)損耗顯著降低。通過分析應(yīng)用需求與功率模塊設(shè)計(jì)的相互作用，本文確定了功率模塊的應(yīng)用結(jié)果和優(yōu)化路徑。得益于經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)和采用950V技術(shù)，近期推出的無基板Easy3B解決方案實(shí)現(xiàn)了全集成1500V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的額定電流達(dá)到400A，而雜散電感低至僅15nH。

1.引言

提升開關(guān)速度、提高開關(guān)頻率和增大功率密度是目前現(xiàn)代功率半導(dǎo)體器件主要的發(fā)展方向。特別是在光伏逆變器領(lǐng)域，開關(guān)速度、開關(guān)頻率和功率密度是提高逆變器性能的三個(gè)重要杠桿。在變頻器等其他應(yīng)用中，應(yīng)用特定限制條件（比如，使用的電機(jī)和電纜）限制了開關(guān)斜率。相比之下，光伏應(yīng)用中沒有開關(guān)速度限制條件。在光伏應(yīng)用中，開關(guān)頻率越高，開關(guān)速度越快，功率濾波器元件數(shù)量要求可能設(shè)計(jì)得越小。因此，光伏逆變器中最先進(jìn)的開關(guān)器件應(yīng)滿足開關(guān)損耗極低的要求。

同時(shí)，像采用三電平中性點(diǎn)鉗位型（NPC）或有源中性點(diǎn)鉗位型（ANPC）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的逆變器已經(jīng)廣泛地用于太陽能光伏應(yīng)用。我們甚至可以觀察到，為了提高系統(tǒng)功率密度和效率，逆變器采用五電平或多電平等更復(fù)雜拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的趨勢(shì)顯現(xiàn)。就光伏逆變器的阻斷電壓而言，典型工作電壓增加，這反過來要求提高開關(guān)元件的阻斷能力。盡管過去1100V光伏逆變器是主流產(chǎn)品，但市場(chǎng)上目前的產(chǎn)品和即將推出的光伏逆變器的額定電壓均達(dá)到1500V。我們來重點(diǎn)討論一下開關(guān)元件。由于650V IGBT和二極管是針對(duì)1100V逆變器母線電壓進(jìn)行優(yōu)化的，其阻斷能力不足以滿足1500V逆變器母線電壓的要求。這種情況下只能使用未經(jīng)優(yōu)化的1200V IGBT和二極管。當(dāng)然，價(jià)格更高的光伏逆變器可能使用SiC MOSFET，但實(shí)際上到目前為止，市場(chǎng)上尚未推出采用Si-IGBT的簡(jiǎn)單解決方案。

本文介紹了新型950V IGBT和二極管技術(shù)。我們將新型950V技術(shù)與最先進(jìn)的1200V器件進(jìn)行比較。結(jié)果表明，與1200V器件相比，使用新型950V器件有助于大幅降低動(dòng)態(tài)損耗和/或顯著改進(jìn)靜態(tài)性能。然后，本文簡(jiǎn)要介紹了ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的進(jìn)一步使用和研究。接著，本文探討了功率模塊設(shè)計(jì)、布局和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需求之間的相互作用。顯然，必須采用經(jīng)優(yōu)化的設(shè)計(jì)，只有這樣才能實(shí)現(xiàn)最優(yōu)性能。最后，本文介紹了一種適合1500V光伏逆變器的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其額定電流為400A。新推出的Easy3B模塊完全集成了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該低電感功率模塊設(shè)計(jì)配置了950V器件，采用了經(jīng)優(yōu)化的設(shè)計(jì)。在典型開關(guān)頻率（比如20kHz）條件下，該低電感功率模塊的輸出功率比標(biāo)準(zhǔn)硅基1200V技術(shù)高出25%-35%。

2.適用于光伏應(yīng)用的新型950V技術(shù)

新型950V IGBT技術(shù)基于微溝槽（MPT）設(shè)計(jì)。眾所周知，650V TRENCHSTOPTM 5和1200V TRENCHSTOP? 7 IGBT器件均采用了該設(shè)計(jì)^[1,2,3]。^[4]中提供了微溝槽設(shè)計(jì)的原理圖，并詳細(xì)說明了該設(shè)計(jì)的特點(diǎn)和優(yōu)化方式。由于采用可變接觸方案，開發(fā)出兩款具有不同性能的獨(dú)立器件：快速開關(guān)IGBT（S7）和優(yōu)化靜態(tài)損耗的IGBT（L7)）。前者的靜態(tài)損耗處于中等水平，但動(dòng)態(tài)損耗大幅降低；后者靜態(tài)損耗較低。新型950V二極管基于現(xiàn)有650V RAPID技術(shù)，具備良好的軟度和可靠的抗宇宙射線性能，并且動(dòng)態(tài)損耗較低。

圖1為650V、950V和1200V MPT技術(shù)的折衷曲線。圖中給出的所有損耗值均是在結(jié)溫（T_J）為150°C、額定電流和直流母線電壓（V_DC）等于2/3阻斷電壓V_CES的條件下測(cè)得。從圖中可以開出，650V MPT IGBT可以作為靜態(tài)損耗較高的極快開關(guān)器件（H5）以及靜態(tài)損耗優(yōu)化的器件（L5）。與1200V T4相比，1200V MPT IGBT（T7）的靜態(tài)損耗較低，并且動(dòng)態(tài)損耗處于中等水平。由于具備1200V阻斷能力，T7的動(dòng)態(tài)損耗幾乎是S5的8倍，但是兩者在額定電流（I_nom）下的集電極-發(fā)射極電壓不相上下。因此，950V MPT技術(shù)縮小了這一性能差距。L7的動(dòng)態(tài)損耗幾乎比T7高約50%，但是L7的靜態(tài)損耗明顯更低。S7的動(dòng)態(tài)損耗僅為T7的三分之一，但S7的靜態(tài)損耗處于中等水平。

圖1.650V、950V和1200V MPT IGBT技術(shù)權(quán)衡比較圖。圖中給出的靜態(tài)損耗和動(dòng)態(tài)損耗值均是在T_J=150°C和V_DC=2/3?V_CES條件下測(cè)得。另外，圖中給出了650V和1200V最先進(jìn)第四代IGBT器件的損耗值作為參考。

應(yīng)該注意的是，電流密度隨著阻斷電壓的增加而降低。L7和S7的電流密度比T7大50%左右。因此，如果功率模塊中使用的芯片面積相同，950V IGBT 的性能優(yōu)勢(shì)比1200V IGBT更加明顯。另外，將L7和S7與最先進(jìn)的1200V T4和650V E4進(jìn)行比較，結(jié)果表明該性能優(yōu)勢(shì)與采用MPT理念和技術(shù)直接相關(guān)。

接下來，我們重點(diǎn)比較L7、S7和T7。圖2顯示了L7、S7和T7的關(guān)斷和開通波形。關(guān)斷時(shí)，S7的開關(guān)特性最硬，即開關(guān)斜率（dv/dt）最大且峰值電壓V_CE,peak最高。值得注意的是，由于柵極驅(qū)動(dòng)單元固有絕緣能力制約，許多應(yīng)用建議將dv/dt_max限制在25kV/μs。再來看S7，V_CE,peak和dv/dt接近各自的最大值，并且超過了上述典型應(yīng)用限值。L7和T7的表現(xiàn)十分軟，未達(dá)到臨界值。開通時(shí)，所有器件的開關(guān)性能不相上下。如果柵極電阻（R_G）進(jìn)一步降低，S7的開關(guān)損耗降低，dv/dt值增大。

圖2.在V_DC=600V和T_J=25°C條件下，當(dāng)I_C=I_nom和I_C=0.1?I_nom時(shí)，L7、S7和T7的關(guān)斷波形（左側(cè)）和開通波形（右側(cè)）。表格包含特性參數(shù)。

圖3顯示了L7、S7和T7的動(dòng)態(tài)損耗之和，即左側(cè)的開通損耗E_ON和關(guān)斷損耗E_OFF，以及右側(cè)950V RAPID二極管和1200V EC7的恢復(fù)損耗之和。比較在相同的芯片額定電流條件下進(jìn)行，即I_nom=400A和V_DC=750V。所示損耗是在集電極電流（I_C）和二極管電流（I_F）為175A的條件下測(cè)得。所使用的R_G值是根據(jù)上述V_CE,peak和dv/dt_max限值推導(dǎo)得出。

圖3.當(dāng)V_DC=750V和I_nom=400A時(shí)，IGBT（左側(cè)）和二極管（右側(cè)）的開關(guān)損耗。對(duì)于T7，開通和關(guān)斷時(shí)使用的最小R_G為1.8Ω。根據(jù)典型應(yīng)用限值，L7使用R_G,on=9Ω和R_G,off=3Ω；L7使用R_G,on=12Ω和R_G,off=17Ω。

我們來看IGBT損耗。如果集電極電流最大為175A，S7的動(dòng)態(tài)損耗顯然比T7略低。L7的情況則有所不同：毫無疑問，L7的動(dòng)態(tài)損耗較大，這是因?yàn)長(zhǎng)7為經(jīng)優(yōu)化的低靜態(tài)損耗器件。如果I_C>175A，在T_J=150°C條件下，T7的動(dòng)態(tài)損耗低于S7。然而，應(yīng)該注意的是，L7和S7的設(shè)計(jì)電流密度高于T7。如果在相同的幾何芯片尺寸下比較所有器件，情況就會(huì)有所改變。如果集電極電流為175A，S7的動(dòng)態(tài)損耗比T7降低20%，但是S7的靜態(tài)損耗僅比T7高100mV。L7的動(dòng)態(tài)損耗基本不變，但是V_CE再次下降。當(dāng)I_C=175A時(shí)，L7的靜態(tài)壓降比T7低300 mV。

對(duì)于二極管來說，情況要簡(jiǎn)單得多。為了清楚起見，950V RAPID二極管和1200V EC7二極管分別與S7和T7一起運(yùn)行。950V RAPID二極管的損耗低于1200V EC7的損耗。此外，二極管損耗遠(yuǎn)低于IGBT損耗，但通常這一點(diǎn)在光伏應(yīng)用中并不重要。

3.ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究

在本節(jié)中，我們將研究ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其在功率模塊設(shè)計(jì)內(nèi)的相互作用。圖4顯示了光伏逆變器采用的典型ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。實(shí)驗(yàn)中使用了六個(gè)子系統(tǒng)，每個(gè)子系統(tǒng)由一個(gè)IGBT（T1至T6）和一個(gè)反并聯(lián)二極管（D1至D6）組成。以對(duì)稱方式從DC+到N和從N到DC-施加V_DC。在子系統(tǒng)1到子系統(tǒng)4中，所研究的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使用快速開關(guān)器件；在系統(tǒng)5和子系統(tǒng)6中，該ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)使用低靜態(tài)損耗器件。參考文獻(xiàn)^[5,6]全面地探討和解釋了ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和相關(guān)換流通路。

圖4.子系統(tǒng)1至子系統(tǒng)4以及子系統(tǒng)5和子系統(tǒng)6中，ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分別采用快速開關(guān)器件和低靜態(tài)損耗器件的示意圖。實(shí)線和綠色虛線表示所研究的換流通路。

在有源功率運(yùn)行中，比如正輸出電壓和正輸出電流，圖4中實(shí)線和綠色虛線表示典型的換流通路。為了清楚起見，T1與D2換流，而T5連續(xù)處于開通狀態(tài)。因而，有源功率運(yùn)行的一個(gè)主要換流通路是在DC+和N和/或N和DC-之間。因此，應(yīng)該通過設(shè)計(jì)措施最大限度減少這些通路中的寄生電感，以確保優(yōu)化性能。

4.ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

和功率模塊設(shè)計(jì)的相互作用

下面分析ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)性能與功率模塊設(shè)計(jì)的相互作用，如圖4所示。在本示例中，所有器件的最大阻斷電壓為650V。在任何情況下，分析結(jié)果均可以輕松地轉(zhuǎn)移到阻斷電壓更高（比如950V或1200V）的任何其他IGBT和二極管技術(shù)。

該方法分析了T1和D2的開關(guān)特性。本文將總雜散電感為50nH的典型功率模塊設(shè)計(jì)與L_σ,total=30nH的經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)進(jìn)行比較。為了清楚起見，設(shè)定L_σ,total=L_σ,setup+L_σ,module，其中L_σ,setup為設(shè)置雜散電感，L_σ,module為模塊雜散電感。如[7]中所述，雜散電感對(duì)器件性能有顯著的影響。在本研究中，主要影響是由于存在ΔL_σ,module，因?yàn)長(zhǎng)_σ,setup未發(fā)生顯著變化。

除非另有說明，本節(jié)所有測(cè)量均在室溫下進(jìn)行，即T_J=25°C，V_DC=300V。實(shí)驗(yàn)所用IGBT（S5）和二極管（EC3）的I_nom分別為400A和225A。

圖5顯示了I_C=150A時(shí)T1與L_σ,total的關(guān)斷波形。在兩個(gè)用例中，R_G相同，因此器件的開關(guān)特性相似。由此可見，V_CE的顯著差異與ΔL_σ,module直接相關(guān)。然而，如果L_σ,total較低，則最大V_CE為500V；如果L_σ,total較高，則會(huì)導(dǎo)致640V過電壓，接近器件的最大阻斷電壓。此外，較高L_σ,total與I_C和V_CE上更明顯的振蕩相關(guān)。

圖5.在T_J=25°C，V_DC=300V且I_C=150A條件下，T1分別在L_σ,total=50nH（左側(cè)）和L_σ,total=30nH（右側(cè)）時(shí)的關(guān)斷波形。

圖6顯示了當(dāng)L_σ,total=50nH和L_σ,total=30nH時(shí)，IGBT關(guān)斷期間V_CE,peak與R_G和I_C的關(guān)系。L_σ,total,V_CE,peak隨R_G減小而增大，與L_σ,total和V_CE,peak無關(guān)。如果R_G較小且I_C≥150A，則可以看到V_CE,peak增加不明顯。這是由于電流跳變（snap-off）振蕩對(duì)開關(guān)特性的影響越來越大。因此，出現(xiàn)V_CE,peak的位置從關(guān)斷過程中由器件決定的di/dt轉(zhuǎn)移到電流跳變區(qū)。如果R_G較大，T1不再自關(guān)斷，并且I_C與V_CE,peak的關(guān)系也會(huì)再次改變。圖中明顯可以看出，如果L_σ,total較大，V_CE,peak值也會(huì)較高。因此，如果未優(yōu)化L_σ,total，即降低到其最小值，必須限制I_C，R_G和/或V_DC，以避免運(yùn)行過程中超過器件的最大阻斷能力。圖7中圖表證實(shí)了這些分析結(jié)果。圖中顯示了當(dāng)I_C=200A（相當(dāng)于T1 I_nom的50%）時(shí)，V_CE,peak與R_G的關(guān)系。當(dāng)L_σ,total較高并且V_DC=400V時(shí)，R_G必須限制到28Ω；如果L_σ,total較低，則沒有必要設(shè)定該限值。在V_CE,peak條件下，T1可以在R_G為10Ω或甚至更低情況下運(yùn)行。

圖6.頂部：T_J=25°C和V_DC=300V條件下，當(dāng)L_σ,total較高（左側(cè)）和較低（右側(cè)）時(shí)，IGBT關(guān)斷期間T1的峰值電壓與R_G和I_C的關(guān)系。底部：T_J=25°C和V_DC=300V條件下，當(dāng)L_σ,total較高（左側(cè)）和較低（右側(cè)）時(shí)，二極管恢復(fù)期間D2的dv/dt_max與R_G和I_F的關(guān)系。

圖7.在T_J=25°C，V_DC=300V和400V以及I_C=200A條件下，當(dāng)L_σ,total=50nH（左側(cè)）和30nH（右側(cè)）時(shí)V_CE,peak與R_G的關(guān)系。紅色線和橙色線分別表示V_DC =300V和400V時(shí)最大允許V_CE,peak。插圖：dv/dt_max與R_G的關(guān)系。紅色線表示dv/dt為25kV/μs。

我們來分析開關(guān)斜率。圖7中插圖顯示了最大電壓斜率dv/dt_max與R_G的關(guān)系。假設(shè)dv/dt為上文所述25kV/μs，L_σ,total較高和較低時(shí)，關(guān)斷期間最小R_G均限制到13Ω。

參照對(duì)T1的分析，本文也對(duì)D2進(jìn)行了類似分析。圖8顯示了I_F=10A時(shí)，二極管恢復(fù)波形與L_σ,total的關(guān)系。同樣，該分析中假設(shè)開關(guān)速度（即diF/dt）相同，因此IF和V_F上的較大振蕩與L_σ,total的影響直接相關(guān)。電流較小時(shí)，二極管開關(guān)速度達(dá)到最快。因此，這些工況下應(yīng)考慮過壓和dv/dt。

圖8.在T_J=25°C，V_DC=300V和I_F=10A條件下，當(dāng)L_σ,total=50nH（左側(cè)）和30nH（右側(cè)）時(shí)，D2的二極管恢復(fù)波形。

圖6說明了當(dāng)L_σ,total=50nH和30nH時(shí)，D2的dv/dt_max與R_G和I_F的關(guān)系。明顯可以看出，R_G和I_F較低時(shí)，dv/dt_max達(dá)到最高值。隨著R_G和/或I_F增大，dv/dt_max呈單調(diào)遞減趨勢(shì)。再來看L_σ,total，當(dāng)L_σ,total較高時(shí)，dv/dt_max明顯增加。具體解釋如下：不存在寄生電感的情況下，二極管設(shè)計(jì)決定了由于給定di/dt條件下清除電荷過程而產(chǎn)生的電壓斜率。寄生電感的存在導(dǎo)致感應(yīng)電壓對(duì)開關(guān)斜率造成疊加影響。特別是對(duì)于快速開關(guān)二極管，較大di/dt在恢復(fù)峰值之后出現(xiàn)，并導(dǎo)致額外的電壓增加。這反過來又加大了陡度，從而二極管處出現(xiàn)更高的dv/dt_max。應(yīng)該注意的是，這個(gè)結(jié)論只適用于二極管。對(duì)于換流通路中的IGBT，由于感應(yīng)電壓的符號(hào)反向，dv/dt_max值降低。

圖9再次顯示了R_G與dv/dt的關(guān)系，具體顯示了當(dāng)I_F=I_C=10A時(shí)，dv/dt_max與R_G的關(guān)系。本圖表直觀地顯示了二極管反向恢復(fù)期間D2處的dv/dt_max以及IGBT開通期間T2處的dv/dt_max。當(dāng)L_σ,total較高且V_DC=400V時(shí)，R_G必須限制到12Ω；如果L_σ,total較低，則沒有必要設(shè)定該限值。這意味著，D2和T1可以在R_G為10Ω或甚至更低情況下運(yùn)行。如上文所述，當(dāng)L_σ,total較高時(shí)，二極管的dv/dt_max與IGBT的dv/dt_max明顯差異較大。只有當(dāng)R_G值大于50Ω時(shí)，二極管和IGBT的dv/dt_max值相似。如果L_σ,total較低，當(dāng)R_G為30Ω時(shí)就已經(jīng)達(dá)到dv/dt_max。圖9的插圖顯示了I_F=10A和V_DC分別為300V和400V條件下，D2的峰值電壓。在IGBT關(guān)斷期間也可以看到，當(dāng)L_σ,tota較低時(shí)，V_diode,peak降低。盡管這一影響十分顯著，并且V_diode,peak降低了百分之幾十，R_G的選擇不受此限制。因此，對(duì)于IGBT開通和二極管恢復(fù)，僅dv/dt_max限制并決定R_G的大小。

圖9.在T_J=25°C，V_DC=300V和400V以及I_F=I_C=10A條件下，當(dāng)L_σ,total=50nH（左側(cè)）和30nH（右側(cè)）時(shí)D2（二極管恢復(fù)）和T1（IGBT開通）處dv/dt_max與R_G的關(guān)系。紅色線表示最大dv/dt為25kV/μs。插圖：V_diode,peak與R_G的關(guān)系。

我們來總結(jié)這些分析結(jié)果：當(dāng)L_σ,total較高時(shí)，IGBT關(guān)斷期間V_CE,peak值較高，并且二極管恢復(fù)期間dv/dt_max值較高。因此，如果選用典型的功率模塊設(shè)計(jì)（與較高L_σ,total存在直接相關(guān)性），則必須在逆變器運(yùn)行期間增大R_G，以避免器件和/或柵極驅(qū)動(dòng)單元遭到損壞。圖10直觀地顯示了這些結(jié)果。圖中顯示了經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)（L_σ,total=30nH）和典型功率模塊設(shè)計(jì)（L_σ,total=50nH）中，IGBT損耗（即，E_OFF、E_ON和E_REC之和）與I_C和I_F的關(guān)系。如上所述，R_G取值確定如下：經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)的R_G,on=10Ω，R_G,off=13Ω；典型功率模塊設(shè)計(jì)的R_G,on=12Ω，R_G,off=28Ω。可以明顯看出，通過選用經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)和更低R_G值，IGBT和二極管的開關(guān)損耗大幅降低。對(duì)于子系統(tǒng)（即IGBT和二極管的組合）來說，損耗可降低多達(dá)28%。

圖10.在T_J=25°C和150°C條件下，經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)（L_σ,total=30nH）和典型功率模塊設(shè)計(jì)（L_σ,total=50nH）中T1和D2的開關(guān)損耗與I_C和I_F的關(guān)系。插圖：T_J=150°C時(shí)，由于采用經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)，IGBT和二極管的損耗降低。

綜上所述，如果主要目的是實(shí)現(xiàn)最佳性能，則必須采用經(jīng)優(yōu)化功率模塊設(shè)計(jì)。經(jīng)優(yōu)化設(shè)計(jì)的適用性更強(qiáng)，支持運(yùn)行更高負(fù)載電流或通過減小RG提高開關(guān)速度。在該系統(tǒng)中，這有助于提高靈活性，并且可以降低系統(tǒng)的復(fù)雜性，比如，減少無源元件或電源濾波器數(shù)量。

5.適用于1500V光伏逆變器的

優(yōu)化功率模塊

根據(jù)前一部分的分析和結(jié)論，要想在最終系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)最佳性能，必須采用經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)。為此，我們按照以下步驟開發(fā)適用于1500V光伏逆變器的經(jīng)優(yōu)化功率模塊。

第一步，確定ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的主要換流通路，如圖4所示。

第二步，在平行板波導(dǎo)設(shè)計(jì)中，使電源端子位置相互靠近，以最大限度減少DC+和N之間以及N和DC-之間的雜散電感。DC+，N和DC-的位置如圖11所示。輸出端子設(shè)置在輸入端子對(duì)面，從而簡(jiǎn)化PCB設(shè)計(jì)。

第三步，確定內(nèi)部布局，保證關(guān)鍵換流通路上襯底層僅存在非常小的換流回路。避免模塊襯底之間存在換流通路。

第四步，使用新型無基板Easy3B解決方案開發(fā)極低電感對(duì)稱式功率模塊。因此，盡管該模塊面積與兩個(gè)傳統(tǒng)Easy2B功率模塊的面積相同，其雜散電感僅為15nH。另外，與Easy1B和Easy2B相比，Easy3B解決方案的熱阻抗降低。

第五步，在該功率模塊中集成950V IGBT和二極管技術(shù)。從而，針對(duì)1500V光伏逆變器進(jìn)行優(yōu)化且額定電流為400A的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完成集成到單個(gè)功率模塊中。

使用圖4所示的1500V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)該功率模塊的性能進(jìn)行評(píng)估。T1至T4子系統(tǒng)和T5至T6子系統(tǒng)中分別選用S7和L7。T2和T3的I_nom為200A，所有其他IGBT的I_nom值為400A。對(duì)于二極管，本文分析了兩種主要應(yīng)用場(chǎng)景：在一種場(chǎng)景中，所有子系統(tǒng)均集成200A RAPID二極管；在第二種場(chǎng)景中，使用I_nom=60A的1200V SiC肖特基二極管替代RAPID二極管D2和D3。同時(shí)，將結(jié)合T7和EC7的ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)作為參考設(shè)計(jì)，對(duì)有源功率換流通路進(jìn)行比較。在所有用例中，假定平均模塊溫度最多增加30K，這限制了該解決方案的適用性。

圖11.Easy3B解決方案，帶有基于950V ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)引腳分配。

圖12顯示了在DC+和DC-端子之間施加1200V電壓時(shí)，最大輸出電流I_out與開關(guān)頻率f_SW的關(guān)系。實(shí)線表示參考設(shè)計(jì)以及上述兩個(gè)基于L7/S7場(chǎng)景的I_out。三種解決方案的額定電流相同。當(dāng)f_SW極低時(shí)，T7/EC7解決方案的I_out比兩種L7/S7解決方案高最多15%。當(dāng)f_SW為高于20kHz的典型值，前者的I_out比后者高7%左右。值得一提的是，只有當(dāng)T7/EC7解決方案的功率密度明顯較低時(shí)，才會(huì)實(shí)現(xiàn)上述I_out優(yōu)勢(shì)。如果功率密度相同，即L7、S7和RAPID二極管的芯片面積相同，情況就會(huì)改變。圖中虛線直觀地顯示了這一點(diǎn)?？梢悦黠@看出，配置RAPID二極管的L7/S7解決方案和配置SiC二極管的L7/S7解決方案分別實(shí)現(xiàn)了I_out增加高達(dá)40%和75%。即使當(dāng)f_SW處于0-40kHz范圍時(shí)，I_out也比T7/EC7參考設(shè)計(jì)高出最少10%，最多26%。這些研究結(jié)果并不令人意外，因?yàn)門7和EC7針對(duì)通用變頻器進(jìn)行了優(yōu)化，因而開關(guān)頻率更低。因此，如果光伏應(yīng)用要求提高開關(guān)速度，那么L7和S7的優(yōu)勢(shì)就會(huì)顯現(xiàn)出來。

圖12中插圖顯示了達(dá)到對(duì)應(yīng)的最大I_out時(shí)，系統(tǒng)效率與f_SW的關(guān)系。所有解決方案的系統(tǒng)效率至少達(dá)到了99.2%。L7/S7解決方案的系統(tǒng)效率始終比基于T7的解決方案高出最少0.05%，最多0.3%。應(yīng)該注意的是，與I_nom=400A（實(shí)線）的L7/S7解決方案相比，芯片尺寸更大的L7/S7解決方案（虛線）的系統(tǒng)效率略低，但I(xiàn)_out明顯更高。盡管系統(tǒng)效率略低，但當(dāng)f_SW=20kHz時(shí)，I_out提高了25%至35%。

圖12.在相同熱邊界條件下，不同解決方案和功率密度不同時(shí)I_out與f_SW的關(guān)系。插圖：在相應(yīng)的I_out條件下，不同解決方案和功率密度不同時(shí)系統(tǒng)效率與f_SW的關(guān)系。

6.小結(jié)

本文介紹了新型950V IGBT和二極管及其固有設(shè)計(jì)方案，并將其與現(xiàn)有的1200V技術(shù)進(jìn)行了比較。已有的微溝槽設(shè)計(jì)支持開發(fā)優(yōu)化靜態(tài)損耗的IGBT（L7）和快速開關(guān)IGBT（S7）。與最先進(jìn)的1200V IGBT相比，新型950V技術(shù)的靜態(tài)損耗顯著降低，開關(guān)性能顯著提高，并且實(shí)現(xiàn)了更優(yōu)系統(tǒng)性能。

通過對(duì)功率模塊設(shè)計(jì)與ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相互作用的綜合分析，本文確定了關(guān)鍵換流通路和系統(tǒng)限制因素。分析結(jié)果表明，經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)顯著降低了總雜散電感，從而進(jìn)一步簡(jiǎn)化了開關(guān)操作，使損耗大幅降低多達(dá)28%。

基于經(jīng)優(yōu)化的功率模塊設(shè)計(jì)，我們提出了額定電流為400A的全集成ANPC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，適用于1500V光伏逆變器。新推出的Easy3B解決方案采用了該ANPC結(jié)構(gòu)，使得模塊雜散電感低至僅15nH。這種功率模塊設(shè)計(jì)結(jié)合新推出的950V IGBT為光伏逆變器提供了兩種可選方案。一方面，如果更換給定的1200V IGBT，則可以在大幅減小芯片面積的同時(shí)實(shí)現(xiàn)相同的輸出功率。另一方面，如果采用相同的芯片面積，則輸出電流可增加25%至75%。

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來源：Infineon

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