隨著時間的推移，半導體處理和片內校準技術的發(fā)展，關于精密集成電路DAC的定義也不斷變化。高精度12 位DAC一度被認為遙不可及；近年來，16 位精度已日益在精密醫(yī)學、儀器儀表、測試和計量應用中得到廣泛運用；在未來，控制系統(tǒng)和儀器儀表系統(tǒng)甚至需要更高的分辨率和精度。

 

高精密應用目前要求18/20位、1 ppm精度數(shù)模轉換器，以前只有笨重、昂貴、慢速的Kelvin-Varley分壓器才能達到這一性能水平—屬于標準實驗室的專利，幾乎不適用于現(xiàn)實儀器儀表系統(tǒng)。針對這類要求且采用IC DAC組件，更便利的半導體1 ppm 精度解決方案已推出數(shù)年，但此類復雜系統(tǒng)需要使用多種器件，需要不斷進行校準，還需十分謹慎才可取得理想精度，而且體積大、成本高（見附錄）。長久以來，精密儀器儀表市場都需要一種更簡單，具有成本優(yōu)勢，無需校準或持續(xù)監(jiān)控，簡單易用，而且提供保證性能規(guī)格的DAC。目前，從16 位和18 位單芯片轉換器（如DAC）自然升級已成為可能。

 

AD5791 1 ppm DAC

 

半導體處理技術、DAC架構設計和快速片內校準技術的發(fā)展使穩(wěn)定、建立時間短的高線性度數(shù)模轉換器成為可能。這種轉換器可提供高優(yōu)于1 ppm的相對精度、0.05 ppm/°C溫度漂移、0.1 ppm p-p噪聲、優(yōu)于1 ppm的長期穩(wěn)定性和1MHz吞吐量。這類小型單芯片器件保證性能規(guī)格，無需校準且簡單易用。AD5791及其配套基準電壓源和輸出緩沖的典型功能框圖如圖1所示。

 

圖1：AD5791典型工作框圖。

 

AD5791是一款單芯片、20 位、電壓輸出數(shù)模轉換器，具有額定的1 LSB（最低有效位）積分非線性度(INL)和微分非線性度(DNL)，是業(yè)界首款單芯片1 ppm 精度的數(shù)模轉換器（1 LSB@20位為220分之一 =1,048,576分之一 = 1 ppm）。該器件設計用于高精密儀器儀表以及測試和計量系統(tǒng)，與其他解決方案相比，其整體性能有較大提升，具有更高的精度、體積更小、成本更低，使以前不具經(jīng)濟可行性的儀器儀表應用成為可能。

 

其設計（如圖2所示）采用精密電壓模式R-2R架構，利用了最新的薄膜電阻匹配技術，并通過片內校準例程來實現(xiàn)1 ppm精度。由于AD5791采用工廠校準模式，因而運行時無需校準程序，其延遲不超過100 ns，可用于波形生成應用及快速控制環(huán)路。

 

圖2：DAC梯形結構。

 

AD5791不但提供出色的線性度，而且可具有9 nV/Hz噪聲密度、0.1 Hz至10 Hz頻帶內0.6 μV峰峰值噪聲、0.05 ppm/°C溫度漂移，且其1000小時長期穩(wěn)定性優(yōu)于0.1 ppm。

 

作為一種高電壓器件，采用雙電源供電，最高±16.5 V。輸出電壓范圍由正負基準電壓VREFP 和VREFN決定，提供了靈活的輸出范圍選擇。

 

AD5791 所用精密架構要求使用高性能外置放大器來緩沖來自3.4 k? DAC電阻的基準源，為基準輸入引腳的加載感應提供方便，以確保AD5791的1 ppm線性度。AD5791需要一個輸出緩沖來驅動負載，以減輕3.4 k?輸出阻抗的負擔——除非驅動的是一個極高阻抗、低電容負載——或者衰減處于容限之內并可預測。

 

由于放大器為外置型，可根據(jù)噪聲、溫度漂移和速度的優(yōu)化需要進行選擇——并可調整比例因子——具體視應用需要而定。對于基準緩沖，建議采用AD8676 雙通道放大器，其具有低噪聲、低失調誤差、低失調誤差漂移和低輸入偏置電流的特點?；鶞示彌_的輸入偏置電流特性非常重要，因為過大的偏置電流會降低直流線性度。積分非線性度的降低（單位：ppm）為輸入偏置電流的函數(shù)，一般表示為：

 

 

其中，I_BIAS 單位為 nA; V_REFP 和 V_REFN 的單位均為伏特。例如，對于±10 V的基準輸入范圍，100 nA的輸入偏置電流將使INL提高0.05 ppm。

 

輸出緩沖的主要要求與基準緩沖相似——唯一例外是偏置電流，因為它不影響AD5791的線性度。但失調電壓和輸入偏置電流可能會影響到輸出失調電壓。為了維持直流精度，建議將AD8675 用作輸出緩沖。高吞吐量應用要求使用較高壓擺率的快速輸出緩沖放大器。

 

表1 列出了少數(shù)適用精密放大器的關鍵技術規(guī)格。

 

AD5791具有設計時間更短、設計風險更小、成本更低、電路板尺寸更小、可靠性更高和保證性能規(guī)格的特點。

 

圖3是一種電路示意圖，其中以AD5791 (U1)作為精密數(shù)控1 ppm電壓源，電壓范圍為±10V，增量為20 μV；以AD8676 (U2)作為基準緩沖；以AD8675 (U3)作為輸出緩沖。絕對精度取決于外置10 V基準電壓源的選擇。

 

圖3：采用AD5791數(shù)模轉換器的1 ppm精度系統(tǒng)。

 

性能測量

 

該電路的重要指標是積分非線性度、微分非線性度和0.1 Hz至10 Hz峰峰值噪聲。圖4顯示，典型INL處于±0.6 LSB之內。

 

圖4：積分非線性度坐標圖。

 

圖5所示典型DNL為±0.5 LSB；在整個位躍遷范圍內，輸出均可保證單調性。

 

圖5：微分非線性度坐標圖。

 

0.1 Hz至10 Hz帶寬內的峰峰值噪聲約為700 nV，如圖6所示。

 

圖6：低頻噪聲。

 

AD5791僅僅是個開始：

 

1 ppm電路的復雜性

 

盡管AD5791一類的精密次 1 ppm元件已上市，但構建1 ppm系統(tǒng)并非易事，不能草率對待。必須全面考慮在這個精度級別出現(xiàn)的誤差源。1 ppm 精度電路中的主要誤差源為噪聲、溫度漂移、熱電電壓和物理應力。應遵循精密電路的構建技術，以盡量降低此類誤差在整個電路中的耦合和傳播效應，避免產(chǎn)生外部干擾。下面將簡要總結這些考慮因素。更多詳情請參閱參考文獻。

 

噪聲

 

工作于1 ppm分辨率和精度時，必須將噪聲降至最低水平。AD5791的噪聲頻譜密度為9 nV/Hz，主要源于3.4 k? DAC電阻的約翰遜噪聲。為了盡量避免增加系統(tǒng)噪聲，必須將所有外設的噪聲貢獻降至最低。電阻值應低于DAC電阻，以確保其約翰遜噪聲貢獻不會大幅提高方和根總體噪聲水平。AD8676基準緩沖和AD8675輸出緩沖額定噪聲密度為2.8 nV/Hz，遠遠低于DAC的噪聲貢獻。

 

通過簡單的R-C濾波器，即可相對簡單地消除高頻噪聲，但0.1 Hz至10 Hz范圍內的1/f噪聲卻很難在不影響直流精度的情況下濾除。降低1/f噪聲最有效的方法是避免其進入電路之中。AD5791在0.1 Hz至10 Hz帶寬下產(chǎn)生約0.6 μV峰峰值噪聲，遠低于1 LSB（輸出范圍為±10 V時，1 LSB = 19 μV）。在整個電路中，1/f最大噪聲的目標值應為0.1 LSB或2 μV左右，通過選擇合適的元件即可達到此目標。電路中的放大器產(chǎn)生0.1 μV峰峰值1/f噪聲； 信號鏈中的三個放大器在電路輸出端共產(chǎn)生約0.2 μV峰峰值噪聲。加上來自AD5791的0.6 μV峰峰值噪聲，預計總1/f噪聲約為0.8 μV峰峰值， 該值與圖5所示測量值緊密相關。這為可能增加的其他電路（如放大器、電阻和基準電壓源）等留出了充足的余量。

 

除隨機噪聲以外，還須避免由輻射、傳導和感應電干擾導致的誤差。必須采用屏蔽、防護、謹慎接地、正確的印刷電路板布線等技術。

 

溫度漂移

 

與所有精密電路一樣，所有元件的溫度漂移是主要誤差源之一。減少漂移的關鍵是選擇次 1 ppm溫度系數(shù)的重要元件。AD5791具有極低的溫度系數(shù)，為0.05 ppm/°C。AD8676基準緩沖的漂移系數(shù)為0.6 μV/°C，總共會向電路中增0.03 ppm/°C的增益漂移；AD8675輸出緩沖會再貢獻0.03 ppm/°C的輸出漂移；相加后為0.11 ppm/°C?？s放和增益電路中應使用低漂移、熱匹配電阻網(wǎng)絡。建議使用Vishay體金屬薄膜分壓器電阻系列300144Z和300145，其電阻跟蹤溫度系數(shù)為0.1 ppm/°C。

 

熱電電壓

 

熱電電壓是Seebeck效應造成的結果：相異金屬結處產(chǎn)生與溫度有關的電壓。根據(jù)結處的金屬元件，結果產(chǎn)生的電壓位于0.2 μV/°C至1 mV/°C之間。最好的情況是銅銅結，產(chǎn)生的熱電EMF不到0.2 μV/°C。在最糟糕的情況下，銅銅氧化物結可產(chǎn)生最大1 mV/°C的熱電電壓。對小幅溫度波動的這種靈敏度意味著，附近的耗能元件或跨越印刷電路板(PCB)的低速氣流可能產(chǎn)生不同的溫度梯度，結果產(chǎn)生不同的熱電電壓，而這種電壓又表現(xiàn)為與低頻1/f 噪聲相似的低頻漂移。可通過消除系統(tǒng)中的相異結和/或消除熱梯度來避免熱電電壓。雖然消除相異金屬結幾乎不可能——IC封裝、PCB電路、布線和連接器中存在多種不同的金屬——但使所有連接均保持整潔，消除氧化物，這種方法可以有效地減少熱電電壓。屏蔽電路使其不受氣流影響，是一種有效的熱電電壓穩(wěn)定方法，而且具有電屏蔽的增值作用。圖7展示了開放式電路與封閉式電路在電壓漂移上的差異。

 

圖7：開放式系統(tǒng)和封閉式系統(tǒng)的電壓漂移與時間關系。

 

為了消除熱電電壓，可在電路中增加補償結，但必須進行大量的試驗和重復測試，以確保插入結配對正確、位置無誤。截至目前，最高效的方法是減少信號路徑中的元件數(shù)，穩(wěn)定局部溫度和環(huán)境溫度，從而減少電路中的結。

 

物理應力

 

高精模擬半導體器件對其封裝承受的應力非常敏感。封裝中的應力消除填充物具有一定的作用，但無法補償因PCB變形等局部應力源在封裝上直接產(chǎn)生的壓力帶來的較大應力。印刷電路板越大，封裝可能承受的應力越大，因此即使在小型電路板上也應安裝敏感電路——通過柔性或非剛性連接器與大系統(tǒng)相連。如果必須使用較大電路板，則應在敏感元件周圍，在元件兩面或（最好）三面割些應力消除切口，可極大地減少因電路板彎曲給元件帶來的應力。

 

長期穩(wěn)定性

 

在考慮噪聲和溫度漂移的基礎上，還需考慮長期穩(wěn)定性。精密模擬IC雖然非常穩(wěn)定，但確實會發(fā)生長期老化變化。AD5791在125°C的長期穩(wěn)定性一般好于0.1 ppm/1000 小時。雖然老化不具累積性質，但遵循平方根規(guī)則（若某個器件的老化速度為1 ppm/1000 小時，為2 ppm/2000 小時，為3 ppm/3000 小時等等）。一般地，溫度每降低25°C，時間就會延長10倍；因此，當工作溫度為85°C時，在10000小時的期間（約60星期），預計老化為0.1 ppm。以此外推，在10年期間，預計老化為0.32 ppm。即是說，當工作溫度為85°C時，在10年期間，數(shù)據(jù)手冊直流規(guī)格可能漂移0.32 ppm。

 

電路構建和布局

 

在注重精度的電路中，精心考慮電源和接地回路布局有助于確保達到額定性能。在設計PCB時，應采用模擬部分與數(shù)字部分相分離的設計，并限制在電路板的不同區(qū)域內。如果DAC所在系統(tǒng)中有多個器件要求模數(shù)接地連接，則只能在一個點上進行連接。星形接地點盡可能靠近該器件。必須采用足夠大的10 μF電源旁路電容，與每個電源引腳上的0.1 μF電容并聯(lián)，并且盡可能靠近封裝，最好是正對著該器件。10 μF電容應為鉭珠型電容。0.1 μF電容必須具有低有效串聯(lián)電阻(ESR)和低有效串聯(lián)電感(ESL)，如高頻時提供低阻抗接地路徑的普通多層陶瓷型電容，以便處理內部邏輯開關所引起的瞬態(tài)電流。各電源線路上若串聯(lián)一個鐵氧體磁珠，則可進一步防止高頻噪聲通過器件。

 

電源走線必須盡可能寬，以提供低阻抗路徑，并減小電源線路上的毛刺效應。利用數(shù)字地將快速開關信號（如時鐘）屏蔽起來，以避免向電路板上的其他器件輻射噪聲，并且不得靠近基準輸入，也不得置于封裝之下?；鶞瘦斎肷系脑肼暠仨毥抵磷畹?，因為這種噪聲會被耦合至DAC輸出。避免數(shù)字信號與模擬信號交叉，電路板相反兩側上的走線應彼此垂直，以減小電路板的饋通效應。

 

基準電壓源

 

維持整個電路性能的是外部基準電壓源，其噪聲和溫度系數(shù)直接影響系統(tǒng)的絕對精度。為了充分發(fā)揮1 ppm AD5791數(shù)模轉換器的性能，基準元件和關聯(lián)元件應具有與DAC不相上下的溫度漂移和噪聲規(guī)格。雖然離溫度漂移為0.05 ppm/°C的基準電壓源仍相去甚遠，但0.1 Hz 至10 Hz范圍噪聲低于1 μV p-p的1 ppm/°C和2 ppm/°C基準電壓源確實存在。

 

結論

 

隨著精密儀器儀表以及測試和計量應用對精度的要求不斷提高，人們正在開發(fā)精度更高的元件，以滿足這些需求。此類器件具有1 ppm級精度規(guī)格，用戶無需進一步校準，而且簡單易用。然而，在設計這一精度級別的電路時，必須考慮多種現(xiàn)實環(huán)境因素和設計相關因素。精密電路性能的成功與否取決于對這些因素的考慮和理解是否到位，取決于選擇正確的元件。

 

參考電路

 

(有關全部ADI元件的詳細信息，請訪問 www.analog.com.)

 

1. "The Long Term Stability of Precision Analog ICs, or How to Age Gracefully and Avoid Sudden Death." Analog Devices. Rarely Asked Questions.

http://www.analog.com/en/analog-dialogue/raqs/2016/03/09/14/49/raq-issue-15.html.

 

2. Low Level Measurements Handbook. 6th Edition. Keithley. 2004.

http://www.tek.com/document/primer/low-level-measurements-handbook-precision-dc-current-voltage-and-resistance-measurem.

 

3. MT-031, Grounding Data Converters and Solving the Mystery of "AGND" and "DGND."

http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-031.pdf.

 

附錄

 

圖8所示為一種典型的現(xiàn)代1 ppm DAC解決方案的功能框圖。電路核心由兩個16 位數(shù)模轉換器構成——一個主DAC和一個輔助DAC——其輸出經(jīng)縮放和組合后產(chǎn)生更高的分辨率。主DAC輸出與經(jīng)衰減的輔助DAC輸出相加，使輔助DAC填補主DAC LSB步長之間的分辨率間隙。

 

圖8. 分立1 ppm DAC解決方案。

 

組合后的DAC輸出需要為單調性，但線性度無需極高，因為高性能是通過精密模數(shù)轉換器的恒定電壓反饋取得的，該轉換器校正固有的元件誤差；電路精度受ADC的限制而不受限于DAC。然而，由于恒定電壓反饋的要求以及不可避免的環(huán)路延遲，這種解決方案速度較慢，建立時間達數(shù)秒。

 

盡管這種電路能夠并且經(jīng)努力可以取得1 ppm的精度，但設計難度較大，很可能需要重復設計多次，而且需要通過軟件引擎和精密ADC來實現(xiàn)目標精度。為了保證1 ppm的精度，ADC還需進行校準，因為目前市場上還沒有保證1 ppm線性度的ADC。圖8所示簡圖只是概念的展示，真實的電路要復雜得多，涉及多個增益、衰減和求和級，包括多個元件。同時還需要復雜的數(shù)字電路，以方便DAC與ADC之間的接口，更不用說用于誤差校正的軟件了。

 

 

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