在純電動汽車電機驅動系統(tǒng)電機控制器廠家中，輸出電流不僅與輸入電壓有關，而且與系統(tǒng)負載有關，因此，采用閉環(huán)PWM方法是非常有必要的。電流PWM方法采用閉環(huán)控制算法，根據(jù)傳感器中電流的反饋信息，對逆變器進行PWM控制。在使用電流PWM方法時，需要將傳感器測量的三相電流與系統(tǒng)外環(huán)控制器產(chǎn)生的3個參考電流信號進行比較。根據(jù)測量信號和參考信號之間的誤差，PWM算法輸出相應的選通信號?；陔娏骺氐腜WM方法也有很多，其中既有比較簡單的，也有非常復雜的。

 

這些方法包括滯環(huán)電流控制法、斜坡交截控制法以及預測電流控制法等。預測電流控制法是比較復雜的，它根據(jù)負載來進行電流預測。下面將簡要介紹兩種相對簡單的電流控制方法，滯環(huán)電流控制法和斜坡交截控制法。

 

 

在滯環(huán)電流控制法中，測量電流和參考電流之間的誤差與滯環(huán)帶進行比較，滯環(huán)帶如圖8-32a所示。如果電流誤差在滯環(huán)帶內，則PWM輸出保持不變。如果電流誤差超出了滯環(huán)帶，PWM會輸出一個反向的作用，以di/dt的梯度變化。從數(shù)學的角度來講，PWM的輸出可以表示為：

純電動汽車電機驅動系統(tǒng)的電流控制方法

 

如果PWM輸出信號為“0”，指的是斷開控制相的電壓源，使電流衰減；如果PWM輸出信號為“1”，指的是閉合控制相的電壓源，使電流變大。電壓會強制電流這樣變化，使其保持在滯環(huán)內。

 

這種控制方法的優(yōu)點是電流誤差始終保持在一定的帶寬內，這個帶寬也是用戶事先知道的。在滯環(huán)電流控制方法中，開關頻率是不知道的，這樣就會使得設計濾波器變得比較困難。對開關頻率應該仔細進行監(jiān)測，以免超出逆變器的極限。在實際使用時，通常會設定開關頻率的上限，以免超出逆變器開關頻率的最大極限。滯環(huán)的帶寬通常是根據(jù)功率器件的開關頻率來設計的。如果滯環(huán)帶寬選得非常窄，那么開關頻率就需要非常高，同時不能超出功率器件的最大開關頻率。另一方面，如果帶寬比較寬的話，電流誤差將會非常大。

 

滯環(huán)電流控制法可以應用于三相PWM逆變器，每一相都有一個PWM控制器。如果實際電流比參考電流高出滯環(huán)帶寬的一半，橋式逆變器的低壓端將會閉合，以減小相電流。三相滯環(huán)控制也有一個難點，根據(jù)滯環(huán)控制，對各相開關狀態(tài)的要求可能會有沖突。當考慮三相系統(tǒng)滯環(huán)控制與各相獨立的滯環(huán)控制之間的相互關系時，難度就更大了。這個難點造成的結果是電流可能無法保持在滯環(huán)帶寬內。

 

例如，有一個指令需要a相電流增加，需要使用b相或者c相的低壓端作為回路，而如果恰在此時b相或者c相的高壓端正在閉合，這樣a相電流就無法跟隨指令使電流增加。在這種情況下，a相電流的誤差就有可能超出滯環(huán)的帶寬。使用dq變換理論，可以首先將三相電流變換為兩相dq電流，然后在dq參考系中使用滯環(huán)電流控制。

 

 

控制定子電流還有另外一種方法，這種方法的控制器基于固定頻率的斜坡信號，而且斜坡信號決定了開關頻率。電流誤差首先傳給一個線性控制器，典型的線性控制器為比例積分( PI)型。線性控制器的輸出結果與一個高頻鋸齒形三角波信號相比較，然后輸出PWM開關信號。如果誤差信號比三角波信號高，PWM輸出信號為“1”，否則輸出信號為“0”，控制過程如圖b所示。為了減小電流誤差，定子電壓是不斷變化的。在三相系統(tǒng)中使用3個同樣的控制器。

斜坡交截控制法開關頻率固定，其頻率由鋸齒波的頻率決定，這樣就可以很容易確保不會超過逆變器的開關頻率。在斜坡交截控制法中可以調整很多參數(shù)，因此與滯環(huán)電流控制法相比，其具有更大的靈活性。斜坡交截控制法的控制參數(shù)包括線性控制器的增益以及鋸齒波的頻率和幅值，而滯環(huán)電流控制法的控制參數(shù)只有滯環(huán)的帶寬。這兩種控制方法的功能差異如圖所示。

斜坡交截控制法最主要的缺點是由于傳輸延遲使得響應時間變長。這種情況可以通過兩種方法來加以改善，一種方法為用一個高增益的比例控制器替換PI控制器；另一種方法為提高鋸齒波信號的開關頻率。