【導讀】本篇文章主要介紹了高頻逆變電源當中的后級電路,并對其中產(chǎn)生的一些問題進行了較為詳細的了解。希望大家在閱讀過本篇文章之后能夠?qū)Ω哳l逆變電源中的后級電路有進一步的理解。
區(qū)別于普通逆變器,高頻逆變電源在進行電流轉(zhuǎn)換的同時,會將低壓電轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l的低壓交流電。由于采用了高頻磁芯材料,所以高頻逆變電源能很大程度上提高電路的功率密度。在高頻逆變電源中,后級電路是一種被設計者們孰知的電路,其功能主要是進行放大和增強。
本篇文章就將介紹高頻逆變器中的后級電路,結合電路圖進行原理的分析和講解。
圖1
米勒電容對高壓MOS管安全的影響及其解決辦法。
很多人在使用IR2110推動全橋MOS時會變得非常不穩(wěn)定,經(jīng)常莫名奇妙地炸管,往往在低壓試驗時好好的,母線電壓一調(diào)高就炸了,這確實是個令人非常頭疼的問題。這里就先來分析一下MOS管GD結電容,也叫米勒電容對半橋上下兩管開關的影響。供分析的電路如下:
圖2
圖2中C1、C2分別是Q1、Q2的GD結電容,左邊上下兩個波形分別是Q1、Q2的柵極驅(qū)動波形。先從t1-t2死區(qū)時刻開始分析,從圖2中可以看出這段時間為死區(qū)時間,也就是說這段時間內(nèi)兩管都不導通,半橋中點電壓為母線電壓的一半,也就是說C1,C2充電也是母線電壓的一半。當驅(qū)動信號運行到t2時刻時,Q1的柵極變?yōu)楦唠娖?,Q1開始導通,半橋中點的電位急劇上升,C2通過母線電壓充電,充電電流通過驅(qū)動電阻Rg和驅(qū)動電路放電管Q4,這個充電電流會在驅(qū)動電阻Rg和驅(qū)動電路放電管Q4上產(chǎn)生一個毛刺電壓,請看圖中t2時刻那條紅色的豎線。如果這個毛刺電壓的幅值超過了Q2的開啟電壓Qth,半橋的上下兩管就共通了。有時候上下兩管輕微共通并不一定會炸管,但會造成功率管發(fā)熱,在母線上用示波器觀察也會看到很明顯的干擾毛刺。只有共通比較嚴重的時候才會炸管。還有一個特性就是母線電壓越高毛刺電壓也越高,也越會引起炸管。
大家知道了這個毛刺電壓產(chǎn)生的原理,下面就說一說問題的解決,主要有三種解決方法:
1、采用柵極有源鉗位電路??梢栽贛OS管的柵極直接用一個低阻的MOS管下拉,讓它在死區(qū)時導通;
2、采用RC或RCD吸收電路;
3、柵極加負壓關斷,這是效果最好的辦法,它可以通過電平平移使毛刺電壓平移到源極電平以下,但電路比較復雜;
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IR2110應用中需要注意的問題
IR2110是IR公司早期推出的半橋驅(qū)動器,具有功耗小,電路簡單,開關速度快等優(yōu)點,廣泛應用于逆變器的全橋驅(qū)動中。對于DIP16封裝的IR2110在正弦波逆變器的應用中主要應注意以下幾點:
圖3
1、13腳的邏輯地和2腳的驅(qū)動地在布線時要分開來走,邏輯地一般要接到5V濾波電容的負端,再到高壓濾波電容的負端,驅(qū)動地一般要接到12-15V驅(qū)動電源的濾波電容的負端,再到兩個低端高壓MOS管中較遠的那個MOS的源極。如圖3所示。
2、在正弦波逆變器中因為載波的頻率較高,母線電壓也較高,自舉二極管要使用高頻高壓的二極管。因為載波占空比接近100%,自舉電容的容量要按照基波計算,一般需要取到47-100uF,最好并一個小的高頻電容。
正弦波逆變器LC濾波器參數(shù)的計算
要準確計算正弦波逆變器LC濾波器的參數(shù)確實是件繁瑣的事,這里介紹一套近似的簡便計算方法,在實際的檢驗中也證明是可行的。SPWM的濾波電感和正激類的開關電源的輸出濾波電感類似,只是SPWM的脈寬是變化的,濾波后的電壓是正弦波不是直流電壓。如果在半個正弦周期內(nèi)按電感紋波電流最大的一點來計算是可行的。下面以輸出1000W220V正弦波逆變器為例進行LC濾波器的參數(shù)的計算,先引入以下幾個物理量:
Udc:輸入逆變H橋的電壓,變化范圍約為320V-420V;
Uo:輸出電壓,0-311V變化,有效值為220V;
D:SPWM載波的占空比,是按正弦規(guī)律不斷變化的;
fsw:SPWM的開關頻率,以20kHz為例;
Io:輸出電流,電感的峰值電流約為1.4Io;
Ton:開關管的導通時間,實際是按正弦規(guī)律不斷變化的;
L:LC濾波器所需的電感量;
R:逆變器的負載電阻;
于是有:
L=(Udc-Uo)Ton/(1.4Io)(1)
D=Uo/Udc(2)
Ton=D/fsw=Uo/(Udc*fsw)(3)
Io=Uo/R(4)
綜合(1)、(3)、(4)有:
L=(Udc-Uo)*Uo/(1.4Io*Udc*fsw)=R(1-Uo/Udc)/(1.4fsw)
例如,一臺輸出功率1000W的逆變器,假設最小負載為滿載的15%則,R=220*220/(1000*15%)=323Ω
從L=R(1-Uo/Udc)/(1.4fsw)可以看出,Uo=Udc的瞬間L=0,不需要電感。Uo越小需要的L越大我們可以折中取當Uo=0.5Udc時的L=323*(1-0.5)/(1.4*20000)=5.8mH這個值是按照輸出15%Io時電感電流依然連續(xù)計算的,所以比較大,可以根據(jù)逆變器的最小負載修正,如最小負載是半載500W,L只要1.7mH了。
確定了濾波電感我們就可以確定濾波電容C了,濾波電容C的確定相對就比較容易,基本就按濾波器的截止頻率為基波的5-10倍計算就可以了。其計算公式為: