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模擬正交調(diào)制器失衡的數(shù)字校正

發(fā)布時(shí)間:2013-02-21 責(zé)任編輯:abbywang

【導(dǎo)讀】寬帶寬無線發(fā)射器常用模擬正交調(diào)制器(AQM)把復(fù)合(I + j*Q)基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換為射頻。AQM內(nèi)含一個(gè)本機(jī)振蕩器(LO)輸入、一個(gè)生成兩個(gè)LO 90度異相的分相器、兩個(gè)混頻器(每個(gè)混頻器將基帶信號(hào)混頻為射頻)以及一個(gè)組合兩個(gè)信號(hào)的加法器。

圖1:模擬正交調(diào)制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖
圖1:模擬正交調(diào)制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

就一個(gè)完美匹配I和Q通路的理想AQM而言,基帶信號(hào)的?BB頻率復(fù)頻為:
公式
根據(jù)基帶Q的不同符號(hào),得到?BB - ?RF或者?BB + ?RF RF輸出的單頻
公式
但是,實(shí)際狀況不見得理想,有三種可能出現(xiàn)的誤差:

基帶DC偏差
I和Q分支之間的增益錯(cuò)配
LO相位誤差

圖2數(shù)學(xué)方法表示。


圖2 :有偏差、增益及相位誤差的AQM的數(shù)學(xué)表示

DC 偏移會(huì)與 LO 混頻,產(chǎn)生 LO 饋通,即?LO的頻率。I和Q分支的DC偏移加入正交,形成以下的LO饋通振幅:
公式

[page]
通過在基帶信號(hào)中添加一個(gè)反向偏差,可對(duì)LO饋通進(jìn)行校正。許多雙高速DAC或集成發(fā)射器解決方案,例如:TI的AFE7071等,都包括生成校正用基帶偏差的數(shù)字電路。找到I和Q基帶信號(hào)最佳DC偏差值的一種簡單方法是,監(jiān)測(cè)LO饋通振幅,并反復(fù)地改變首個(gè)I DC偏差,然后再改變Q DC偏差,最終找到最小LO饋通(圖3)。在pass 1期間,Q DC偏差保持不變,而對(duì)I DC偏差進(jìn)行掃描,直到找到最小LO饋通為止。在pass 2期間,I DC偏差值維持在最低限度,而對(duì)Q DC偏差進(jìn)行掃描,直到找到最小LO饋通為止。在理想情況下,每個(gè)I和Q僅需要一個(gè)pass,但首批2個(gè)pass期間LO饋通最小值所產(chǎn)生的測(cè)量誤差,通常亦意味需要3個(gè)或者4個(gè)pass。

圖3:本機(jī)振蕩器饋通校正過程
圖3:本機(jī)振蕩器饋通校正過程

增益和相位誤差會(huì)導(dǎo)致無用混頻器抵銷不完全的結(jié)果—剩余量稱作邊帶抑制(SBS)。上下邊帶振幅以基帶Q輸入的增益誤差G和I分支混頻器LO的相位誤差?(弧度)作為開始,其為:
公式
在這種情況下,低邊帶主導(dǎo),而邊帶抑制為一個(gè)比率:
公式
或者也可以用dBc表示:
公式
圖4顯示dBc和相位及振幅誤差表示邊帶抑制的比較情況。

圖4:邊帶抑制(dBc)對(duì)比相位及振幅誤差
圖4:邊帶抑制(dBc)對(duì)比相位及振幅誤差

使用上述類似方法求解LO饋通時(shí),通過改變基帶信號(hào)的增益和相位來抵消AQM的增益和相位誤差,可以校正邊帶抑制(SBS)。如TI的DAC34SH84等高速插值數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC),包含了一些生成DC偏差、基帶信號(hào)增益和相位變化的數(shù)字電路,從而可以輕松修正AQM的缺陷。

盡管LO饋通和SBS均可在任何狀態(tài)下獲得完美的校正,但最佳校正值會(huì)隨電源電壓、溫度、RF和基帶頻率、LO功率等而變化。通常,僅在制造期間進(jìn)行一次校正,之后,在系統(tǒng)起動(dòng)時(shí),再對(duì)這些值進(jìn)行存儲(chǔ)和編程。在一次性校正以后,LO饋通和SBS的溫度、電壓和LO功率差異通常會(huì)在AQM數(shù)據(jù)表曲線圖中標(biāo)明(參見TI TRF3705數(shù)據(jù)表圖33-44)。LO饋通和SBS通常會(huì)好于–50 dBc(比未校正值好10-15 dB)。
 

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