圖1：電路框圖

考慮到輸出獨(dú)立保護(hù)的要求，本電源采用了兩路獨(dú)立的電路結(jié)構(gòu)，24V輸出功率較大采用Forward，5V輸出功率較小采用Flyback。

下面就電路中一些特殊的設(shè)計(jì)做一些介紹。

散熱器設(shè)計(jì)

散熱方式是電源產(chǎn)品設(shè)計(jì)中首先需要考慮的部分，因?yàn)?，它關(guān)系著電路設(shè)計(jì)中元器件的選取，PCB的設(shè)計(jì)等一系列問題。通常的電源產(chǎn)品都采用風(fēng)扇冷卻，這樣可以達(dá)到比較好的散熱效果。

本文提到的軍用車載電源，由于長期工作在震動和沖擊的環(huán)境下，采用風(fēng)扇冷卻會影響電源系統(tǒng)的可靠性，因此，采用自然冷卻的散熱結(jié)構(gòu)。整個裝置的散熱器結(jié)構(gòu)安排如圖2所示。功率半導(dǎo)體器件放在PCB板的背面并緊貼底板，直接通過底板散熱，底板采用厚鋁材料，整個裝置安裝在大鐵板上（裝甲車）。裝置的兩側(cè)用帶翼的散熱片，兼起支撐作用。這樣整個散熱器的安排不但能達(dá)到比較好的散熱效果，還可以充分利用PCB板的空間，一定程度上減少了整個裝置的體積。

圖2 ：散熱器結(jié)構(gòu)

三重過流保護(hù)

由于是軍用車載電源，對裝置的穩(wěn)定性和可靠性要求非常高，所以，采用了三重過流保護(hù)，即微秒級保護(hù)、毫秒級保護(hù)及秒級保護(hù)。

微秒級保護(hù)

[page]
微秒級保護(hù)是指電源出現(xiàn)輸出過流或者短路時(shí)，在一個開關(guān)周期內(nèi)就能進(jìn)行保護(hù)。因?yàn)椋ǔｉ_關(guān)周期都是設(shè)計(jì)為微秒級，所以，稱此保護(hù)為微秒級保護(hù)。具體的實(shí)施方法如圖3所示，峰值電流控制信號連到PWM芯片L5991[1]的腳ISE，當(dāng)腳ISE的電壓大于1V時(shí)，L5991輸出就為低電平，從而關(guān)斷開關(guān)管。此保護(hù)在每個開關(guān)周期進(jìn)行判斷，因此，反應(yīng)速度比較快，用以保護(hù)瞬間的過流。

圖3：電流峰值保護(hù)及恒流保護(hù)電路

毫秒級保護(hù)

毫秒級保護(hù)是指PI環(huán)的恒流保護(hù)，它的保護(hù)時(shí)間一般在幾十到幾百個開關(guān)周期，這里就稱它為毫秒級保護(hù)。由于取樣電流峰值保護(hù)是單周保護(hù)，穩(wěn)定性不是很好，只能對過渡過程的過流進(jìn)行有效的保護(hù)。因此，針對較長時(shí)間的短路或過流，在這里采用PI環(huán)的恒流保護(hù)還是很有必要的。圖3虛線框內(nèi)為恒流保護(hù)電路，它利用峰值電流控制中的電流信號作為輸入信號，通過一個由D1，R1，C1組成的峰值保持電路和由運(yùn)放組成的PI環(huán)節(jié)得到一個誤差信號，在變換器的輸出電流超過限定值的時(shí)候，該誤差信號就會控制PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由于D2存在，當(dāng)輸出電流低于限流值時(shí)，該部分電路對占空比的控制不起作用。

秒級保護(hù)

秒級保護(hù)是指電路中的自恢復(fù)保險(xiǎn)絲保護(hù)（自恢復(fù)保險(xiǎn)絲的保護(hù)時(shí)間在幾秒以上），如圖1所示。當(dāng)電路處于上述的恒流保護(hù)，如果時(shí)間過長會使裝置過熱，若按照過流保護(hù)來做熱設(shè)計(jì)會增加裝置的成本。因此，對于長時(shí)間(幾秒以上)的短路或過流，需要用保險(xiǎn)絲進(jìn)行保護(hù)。本裝置中采用的是自恢復(fù)保險(xiǎn)絲，當(dāng)負(fù)載恢復(fù)正常時(shí)，自恢復(fù)保險(xiǎn)絲也能恢復(fù)到正常導(dǎo)通狀態(tài)。采用自恢復(fù)保險(xiǎn)絲的另外一個原因是裝置要求的每路負(fù)載獨(dú)立保護(hù)，當(dāng)一路過流保護(hù)時(shí)，該路的自恢復(fù)保險(xiǎn)絲斷開，其他幾路還能正常工作。5V那一路沒加自恢復(fù)保險(xiǎn)絲是考慮到它本身就只有一路負(fù)載，可以通過微秒級和毫秒級實(shí)現(xiàn)保護(hù)，另外由于5V輸出電壓比較小，加上自恢復(fù)保險(xiǎn)絲會影響其輸出調(diào)整率。

RCD/RC雙重吸收

[page
反激變換器由于變壓器漏感的存在，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，開關(guān)管的D－S兩端會產(chǎn)生比較高的電壓尖峰。這個電壓尖峰增大了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，同時(shí)又會產(chǎn)生電磁干擾，因此，必須采用吸收電路加以抑制。RCD吸收電路由于簡潔且易實(shí)現(xiàn)，在小功率場合是比較常用的。RCD吸收反激變換器如圖4所示。從圖6中可以看到，加RCD吸收電路以后，開關(guān)管D－S兩端的電壓尖峰大大地減少了，但是，同時(shí)也產(chǎn)生了新的更高頻率的振蕩，究其原因是變壓器原邊漏感與二極管的結(jié)電容諧振引起的。從電磁兼容考慮該振蕩必須加以抑制。改變R，C，D的參數(shù)對新的振蕩的影響并不大，因此，需要附加其它電路來抑制，在開關(guān)管D－S兩端加上RC吸收電路在實(shí)驗(yàn)中取得了比較理想的效果。圖5即為RCD/RC雙重吸收電路，圖7所示的是RCD吸收反激變換器和RCD/RC雙重吸收反激變換器開關(guān)管Vds的實(shí)驗(yàn)波形。

圖4：RCD吸收電路

圖5：RCD/RC雙重吸收電路

圖6：加RCD吸收電路前后vds的實(shí)驗(yàn)波形

圖7：加RCD吸收電路及RCD/RC雙重吸收電路后vds的實(shí)驗(yàn)波形

諧振RCD復(fù)位

正激變換器有很多種復(fù)位方式：諧振復(fù)位；第三繞組復(fù)位；RCD復(fù)位；有源鉗位等。這里介紹一種低成本折衷的方案：諧振RCD復(fù)位。
 
如圖8(a)所示，諧振復(fù)位正激變換器是在主開關(guān)S上并聯(lián)了一只電容C，通過電容C和變壓器激磁電感Lm諧振產(chǎn)生一個正弦波對變壓器復(fù)位。圖8(b)是諧振復(fù)位正激變換器的主要工作波形，其中VT是變壓器上的電壓，iLm是變壓器的激磁電流。這些波形考慮到變壓器漏感的存在，并且是在重載下的波形。若不考慮漏感或是負(fù)載電流為零的情況下，[page]
諧振復(fù)位電壓應(yīng)該是一個正弦波。開關(guān)管關(guān)斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，那是由于漏感Ls中貯存的能量向諧振電容C轉(zhuǎn)移而引起的，即為變壓器漏感和電容C的諧振。該諧振周期要遠(yuǎn)小于激磁電感和電容C的諧振周期。

圖8：諧振復(fù)位正激變換電路及工作波形

圖9(a)所示的是RCD復(fù)位正激變換器，即在變壓器上并聯(lián)了一個由二極管D，電容C，電阻R組成的環(huán)節(jié)，在開關(guān)S關(guān)斷時(shí)由激磁電感和漏感的感應(yīng)電勢使二極管D導(dǎo)通，由電容C上的電壓對變壓器復(fù)位。圖9(b)是RCD復(fù)位正激變換器的主要工作波形。電容C兩端電壓在一個開關(guān)周期內(nèi)近似為直流電壓，則RCD復(fù)位電壓是一個方波。同樣在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，是由變壓器漏感與開關(guān)管結(jié)電容諧振引起的。

圖9：RCD復(fù)位正激變換器電路及工作波形

諧振復(fù)位和RCD復(fù)位都有其各自的優(yōu)缺點(diǎn)，而且，兩種復(fù)位方式的優(yōu)缺點(diǎn)基本上是互補(bǔ)的。
 
1）根據(jù)伏秒平衡原理，VT一個周期內(nèi)平均值要等于零。諧振復(fù)位的復(fù)位電壓是正弦波，因此復(fù)位電壓的平臺相對比較高，即開關(guān)管S的VDS電壓平臺比較高，而RCD復(fù)位的復(fù)位電壓是方波，所以復(fù)位電壓的平臺相對比較低，也即開關(guān)管S的VDS電壓平臺比較低。

2）諧振復(fù)位正激變換器變壓器上的電壓尖峰（最終反映到vDS的電壓尖峰）是由變壓器漏感LS與電容C諧振造成的，而RCD復(fù)位正激變換器變壓器上的電壓尖峰是由變壓器漏感LS與開關(guān)管S的結(jié)電容諧振造成的。由于電容C的容量遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于開關(guān)管S的結(jié)電容，諧振復(fù)位電壓尖峰的諧振周期要遠(yuǎn)大于RCD復(fù)位電壓尖峰的諧振周期，因此，在變壓器漏感LS上的負(fù)載電流能量一定的情況下，諧振復(fù)位的電壓尖峰幅度要比RCD復(fù)位的電壓尖峰幅度低得多。從另一個角度理解，可以認(rèn)為諧振復(fù)位正激變換器在開關(guān)管D－S間并聯(lián)的電容C起到了吸收電壓尖峰的作用。

[page]
3）RCD復(fù)位正激變換器的激磁能量和漏感能量全部消耗在電阻R上，而諧振復(fù)位正激變換器的激磁能量和漏感能量基本上沒有消耗，見圖8(b)。但是由于諧振復(fù)位正激變換器在開關(guān)導(dǎo)通之前，電容C兩端的電壓為Vin，因此有 CVin2的能量消耗在開關(guān)管開通過程中。

4）從圖8(b)及圖9(b)iLm波形可以看到，諧振復(fù)位正激變換器變壓器磁偏比較小，而RCD復(fù)位正激變換器變壓器磁偏較大。

以上分析可以得知，兩種復(fù)位方式的正激變換器都有各自的優(yōu)點(diǎn)，但缺點(diǎn)也比較明顯，在某些時(shí)候設(shè)計(jì)起來有較大的瓶頸。這就不難想到將兩種復(fù)位方式結(jié)合起來，來軟化它們各自的缺點(diǎn)，同時(shí)還能帶來新的優(yōu)點(diǎn)，即諧振RCD復(fù)位正激變換器。

圖10(a)所示的即為諧振RCD復(fù)位正激變換器，可以看到在線路上它就是諧振復(fù)位正激變換器和RCD復(fù)位正激變換器的結(jié)合。圖10(b)是諧振RCD復(fù)位正激變換器的主要工作波形。諧振RCD復(fù)位正激變換器在一個周期內(nèi)可以分為5個階段。

圖10：諧振RCD復(fù)位正激變換器電路及工作波形

（1）階段1〔t0～t1〕    t0時(shí)刻主開關(guān)S開通，變壓器上承受輸入電壓，激磁電流線形上升。副邊二極管DR1導(dǎo)通。

（2）階段2〔t1～t2〕    t1時(shí)刻S關(guān)斷，首先發(fā)生的是諧振復(fù)位，漏感上的貯存能量向電容C2轉(zhuǎn)移，產(chǎn)生一個電壓尖峰（這是漏感和電容C2的諧振）。然后激磁電感和漏感加在一起和電容C2諧振。因變壓器上電壓為下正上負(fù)，所以副邊整流二極管DR1截止，續(xù)流二極管DR2導(dǎo)通。

（3）階段3〔t2～t3〕    當(dāng)復(fù)位電壓諧振到超過C1上的電壓，二極管D就導(dǎo)通，激磁電流流向電容C1。成為RCD復(fù)位的狀態(tài)。此時(shí)激磁電流線性下降。這也保證了復(fù)位電壓不會過高，從而使得開關(guān)管的電壓應(yīng)力得到控制。當(dāng)激磁電流下降到零，該狀態(tài)結(jié)束。
 
（4）階段4〔t3～t4〕    激磁電流下降到零之后，二極管D就截止。但是，C2上的能量又會回饋給激磁電感，也就是說，此時(shí)是C2和激磁電感發(fā)生諧振。C2上電壓下降，激磁電流反向增加。直到C2上電壓下降到與輸入電壓相等，也就是變壓器上電壓下降到零，該狀態(tài)結(jié)束。

（5）階段5〔t4～t5〕    變壓器上電壓只要出現(xiàn)一個微小的上正下負(fù)的值，副邊二極管DR1就導(dǎo)通，激磁電流流過DR1。但是該電流不足以提供負(fù)載電流，所以，續(xù)流管DR2也繼續(xù)保持導(dǎo)通，提供不足部分的負(fù)載電流。同時(shí)DR1和DR2共同導(dǎo)通也保證了變壓器上電壓為零，激磁電流保持不變。該狀態(tài)一直保持到開關(guān)管S的再次導(dǎo)通。

諧振RCD復(fù)位正激變換器諧振電容C2的取值應(yīng)該小于諧振復(fù)位正激變換器的諧振電容C，這樣在諧振復(fù)位階段（階段2和階段4）復(fù)位電壓的上升和下降比較快，所以在同是t2時(shí)間內(nèi)完成復(fù)位的情況下，諧振RCD復(fù)位正激變換器的平臺電壓要比諧振復(fù)位低，接近RCD復(fù)位正激變換器的平臺電壓。由于C2小于C，但比開關(guān)管的結(jié)電容還是大很多，因此諧振RCD復(fù)位正激變換器變壓器的電壓尖峰比諧振復(fù)位的略大，而比RCD復(fù)位的小很多。從以上分析得到，諧振RCD復(fù)位正激變換器變壓器的電壓平臺及尖峰都較低，因此，開關(guān)應(yīng)力較低。而在激磁能量損耗（有部分的激磁能量回饋），開關(guān)損耗（C2<C），變壓器磁偏（見各種復(fù)位方式的激磁電流波形）方面，諧振RCD復(fù)位正激變換器是諧振復(fù)位正激變換器和RCD復(fù)位正激變換器的折衷。

飽和電感的應(yīng)用

由于該電源裝置是低壓大電流輸入和輸出，所以，二極管上的反向恢復(fù)問題相當(dāng)嚴(yán)重，尤其是正激變換器的續(xù)流二極管DR2。圖11(a)是正激變換器的DR2上的電壓波形，可以看到有很高的電壓尖峰。這不僅增加了損耗，抬高了所需器件的額定電壓值，而且對于電磁兼容也是非常不利的。采用飽和電感和二極管串聯(lián)，如圖11(b)所示，可以大大削弱二極管的反向恢復(fù)，同時(shí)又不會增加很多損耗。加了飽和電感后，二極管DR2上電壓波形如圖11(b)所示。可以看到加了飽和電感后，DR2上的電壓尖峰從將近160V降到了80V。

圖11：加飽和電感前后DR2兩端的電壓波形