【導讀】這篇微信文章，其實構思已久。為了有所鋪墊，已在2020和2021發(fā)布了兩篇基礎篇。2022，讓我們再次聊聊在SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問題。
這篇微信文章，其實構思已久。為了有所鋪墊，已在2020和2021發(fā)布了兩篇基礎篇：
● 2020《仿真看世界之SiC單管的寄生導通現(xiàn)象》
● 2021《仿真看世界之SiC MOSFET單管并聯(lián)均流特性》
2022，讓我們再次聊聊在SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問題。
特別提醒：仿真只是工具，仿真無法替代實驗，仿真只供參考。
在展開仿真的宏大序章之前，我們不妨先回顧之前的一些小結論：
2020《仿真看世界之SiC單管的寄生導通現(xiàn)象》
● 機理澄清：寄生導通現(xiàn)象來自米勒電容和源極電感的綜合影響。
● 封裝影響：事物皆有兩面。TO247-3封裝內的功率源極電感也處于驅動回路中，導致封裝內外Vgs波形差異容易引起誤判，同時增加了開關損耗，但是好處是降低了開關速度和di/dt，客觀上也削弱了源極電感對寄生導通的風險。TO247-4封裝的開爾文結構，解耦了功率回路與驅動回路的源極電感，封裝內外Vgs一致(表里如一)，雖然減少了開關損耗，但是增加了開關速度和di/dt，這在客觀上也加劇了源極電感對寄生導通的風險?？偟膩碚f，TO247-4還是更優(yōu)的選擇。
2021《仿真看世界之SiC MOSFET單管并聯(lián)均流特性》
● 在TO247-4pin的SiC單管并聯(lián)的均流特性仿真中，主回路的源極電感Lex，對器件均流的影響最為顯著，同時還會形成源極的環(huán)流。
● 由源極電感Lex引起的器件均流差異，用輔助源極電阻Rgee和門級電容Cgs去補救，其收效有限。因此，在SiC并聯(lián)布局初始，一定要盡可能保證源極電感Lex一致。
為了搞清楚SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問題，我們將繼續(xù)通過仿真，層層深入：
● SiC單管并聯(lián)中的寄生導通與源極環(huán)流的關系
● 既然“源極環(huán)流擋不住”，我們又該何去何從？
01 選取仿真研究對象
SiC MOSFET： IMZ120R045M1(1200V/45mΩ)、
TO247-4pin、兩并聯(lián)
Driver IC：
1EDI40I12AF、單通道、磁隔離、
驅動電流±4A(min)
02 仿真電路Setup
如圖1所示，基于雙脈沖的思路，搭建雙管并聯(lián)的主回路和驅動回路，并設置相關雜散參數(shù)，環(huán)境溫度為室溫。
1. 外部主回路
直流源800Vdc、母線電容Capacitor(含寄生參數(shù))、母線電容與半橋電路之間的雜散電感Ldc_P和Ldc_N、雙脈沖電感Ls_DPT
2. 并聯(lián)主回路
整體為半橋結構，雙脈沖驅動下橋SiC MOSFET，與上橋的SiC MOSFET Body Diode進行換流。下橋為Q11和Q12兩顆IMZ120R045M1，經過各自發(fā)射極(源極)電感Lex_Q11和Lex_Q12，以及各自集電極(漏極)電感Lcx_Q11和Lcx_Q12并聯(lián)到一起；同理上橋的Q21和Q22的并聯(lián)結構也是類似連接。
3.并聯(lián)驅動回路
基于TO247-4pin的開爾文結構，功率發(fā)射極與信號發(fā)射級可彼此解耦，再加上1EDI40I12AF這顆驅動芯片已配備OUTP與OUTN管腳，所以，每個單管的驅動部分都有各自的Rgon、Rgoff和Rgee(輔助源極電阻)，進行兩并聯(lián)后與驅動IC的副邊相應管腳連接。
4. 驅動部分設置
通過調整驅動IC副邊電源和穩(wěn)壓電路，調整門級電壓Vgs=+15V和Vgs=0V~-3V，然后設置門極電阻Rgon、Rgoff，和輔助源極電阻Rgee默認設為0Ω(1pΩ)，外加單管門極與驅動IC之間的PCB走線電感Lgon/Lgoff/Lgee等。
圖1.SiC MOSFET并聯(lián)(驅動一推二)的雙脈沖仿真Setup示意圖
03 SiC單管并聯(lián)中的寄生導通與源極環(huán)流的關系
在仿真之前，將圖1適當變換到圖2，再結合TO247-4開爾文Pin的結構，讓大家看清楚所謂的源極環(huán)流位置。綠色Loop TOP1/2為并聯(lián)上管的環(huán)路，藍色Loop BOT1/2為并聯(lián)下管的環(huán)路。以并聯(lián)上管的Loop TOP為例，Loop TOP1主要由主功率的封裝外部源極電感Lex、封裝內部源極電感(圖中未畫出)和輔助源極電感Lgee等組成，Loop TOP2主要由驅動門級電阻Rg和電感Lg以及輔助源極電阻Rgee和電感Lgee等構成。不難想見，只要有一點主回路的源極電感Lex或電流di/dt差異的“風吹草動”，都會被放大并投射到對應的環(huán)路中，直接或間接影響并聯(lián)器件內部的門級Vgs電壓。
圖2.由圖1變換的并聯(lián)上管和下管的環(huán)路示意圖
具體過程，我們通過仿真舉例分析：[下管雙脈沖，上管關斷]
門級設置Vgs=+15V/-3V，Q1和Q2的并聯(lián)源極電感先設為8nH，然后再將Q11和Q21的Lex電感改為5nH，如圖3所示，制造并聯(lián)的源極電感Lex的差異，看開關波形的變化。
圖3.并聯(lián)仿真的電感與電阻設置
圖4.關斷過程仿真波形
如圖4所示：關斷過程的仿真波形，虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。
圖5.開通過程仿真波形
如圖5所示：開通過程的仿真波形，虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。
由上述開關過程的仿真可知，源極電感除了對自身Q11/Q12的Id和Esw特性，還會顯著影響對管Q21/Q22 的Vgs電壓尖峰(undershoot和overshoot)，尤其是overshoot的部分，如圖5所示，不僅將Q21/Q22的Vgs電壓尖峰抬高了2V，同時還引起了Vgs的持續(xù)振蕩。
為了驗證源極環(huán)流對上述overshoot的惡劣影響，我們又增加了一組仿真，將上管并聯(lián)的驅動方式，由一驅二，改為單獨一驅一，下管維持不變，以此切斷上管并聯(lián)的環(huán)路，如圖6所示：
圖6.上管改為單獨一驅一的并聯(lián)驅動方式
圖7.僅上管改為單獨一驅一的并聯(lián)驅動方式后的開通波形
圖7中，虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH，且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。源極電感Lex的差異，在獨立驅動的模式下，幾乎沒有抬高overshoot電壓尖峰。對比圖5和圖7，當切斷上管的源極環(huán)路之后，overshoot波形的尖峰和振蕩都得到了明顯的改善。
為了進一步對比說明，再補充一組上下管的并聯(lián)都改為單獨驅動的仿真與波形，如圖8和圖9所示：
圖8.上下管皆為單獨一驅一的并聯(lián)驅動方式
圖9 上下管皆為單獨一驅一的并聯(lián)驅動方式的開通波形
圖9中，虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形，實線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH，且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。波形結論與圖7類似，由于下管也采用獨立的并聯(lián)驅動模式，下管的電流均流和損耗差異也得到了非常好的控制。
因此，綜合上述的仿真波形對比與分析可知：在SiC單管并聯(lián)時，由于并聯(lián)電路中源極回路的存在，當源極電感Lex有差異時，就會引起形成源極環(huán)流，抬高overshoot電壓尖峰，進一步增加了Vgs寄生導通的風險。與此同時，該源極環(huán)流，也會對自身Vgs產生影響，進而影響電流Id的均流和損耗Esw的差異。
04 既然“源極環(huán)流擋不住”，我們又該何去何從？
由上可知，在SiC單管的并聯(lián)應用中，無論是均流還是寄生導通的惡化，都是源極回路和環(huán)流“惹的禍”，尤其在普遍的一驅多的并聯(lián)方式下，幾乎“無處可逃”。那么在實際應用中，既然“源極環(huán)流擋不住”，我們又該何去何從，將寄生導通風險降低呢？
策略1
盡可能做到Lex電感的對稱
在并聯(lián)的PCB布局或母排設計時，盡可能做到器件外部源極電感的對稱性。對于復雜的多并聯(lián)Case，可利用有限元的工具(如Q3D)進行雜散電感提取以輔助優(yōu)化設計。
策略2
增加一些抑制與補救的措施
我們先通過仿真看下幾種常見措施的效果：
○ 采用單獨驅動模式
單獨驅動模式，相比一驅二的驅動方式，可以從根本上切斷源極環(huán)路，將源極環(huán)流與寄生導通徹底解耦（如圖8和圖9所示），但也存在一些不足：例如，多個驅動IC導致成本上升，不同驅動IC的輸出延遲時間差異導致驅動不同步等，尤其對于SiC這樣的高速器件，尤須謹慎。
○ 適當增加門級Cgs電容
圖10.增加門級Cgs電容的仿真Setup參數(shù)設置
仿真Setup參數(shù)設置如圖10所示，令并聯(lián)Lex的差異為5nH和8nH，觀察增加門級Cgs電容前后的開通波形變化，如圖11所示：虛線為無Cgs電容，實線為有Cgs電容的開通波形。
圖11.門級增加2.2nF電容前后的開通波形對比
由上，可以看到Cgs以降低開通速度，增加Eon損耗為代價，將上管Vgs的overshoot電壓尖峰從2V降低到0V，同時也大幅降低了Vgs電壓振蕩，對于寄生導通的抑制效果還是不錯的(但是對于Eon并聯(lián)差異的影響幾乎沒有)。
○ 合理搭配輔助源極電阻電感
圖12.設置輔助源極電阻Rgee參數(shù)舉例1
仿真Setup參數(shù)設置如圖12和14所示，令并聯(lián)Lex的差異為5nH和8nH，觀察配置了輔助源極電阻Rgee前后的開通波形變化。其中圖13：虛線為無Rgee，實線為有Rgee后的開通波形，輔助源極電阻Rgee反而推高了overshoot電壓；圖15為優(yōu)化輔助源極電感Lgee前后的開通波形，虛線為Lgee=20nH，實線為Lgee=5nH，電感降低可以適當降低overshoot電壓尖峰。
圖13.增加輔助源極電阻前后的開通波形對比1
圖14.優(yōu)化輔助源極電感Lgee參數(shù)舉例2
圖15.優(yōu)化輔助源極電感Lgee參數(shù)前后的開通波形對比2
如果適當增加輔助源極電阻與門級電阻比例，效果如何呢？這里又補充了一組仿真對比，如圖16和17所示，從波形來看，基本與之前的兩組仿真結果類似。
圖16.增加輔助源極電阻Rgee和電感Lgee參數(shù)舉例3
圖17.增加輔助源極電阻Rgee和電感Lgee前后的開通波形對比3
結合上述仿真波形可知，輔助源極電阻Rgee和電感Lgee對于開通時刻的寄生導通抑制效果一般，甚至Lgee電感控制不好，還會抬高overshoot電壓尖峰，增加并聯(lián)寄生導通的風險，同時對于Eon差異也是無所助益。
○ 采用帶米勒鉗位的驅動IC
為了顯出米勒鉗位的影響，我們對參數(shù)(Rg和Vgs電壓)進行了適當微調，同時選擇了英飛凌1EDI30I12MF(含米勒鉗位功能)，設置驅動電壓Vgs=15V/0V，如下圖18和19所示：
圖18.米勒鉗位仿真的參數(shù)設置
圖19.米勒鉗位仿真的電路示意圖(上管部分)
圖20.使能米勒鉗位前后的開通仿真波形
(米勒鉗位回路電感Lx_clamp=2nH)
圖21.米勒回路電感Lx_clamp從2nH到5nH前后的鉗位效果仿真對比
結合圖20和圖21中的波形可知，米勒鉗位能一定程度抑制并聯(lián)時的overshoot電壓尖峰，但是無法控制Vgs振蕩，同時需要控制好米勒鉗位回路中寄生電感大小，稍微大一些，也可能導致抑制效果減半，甚至變的更差。
○ 在門級增加共模電感
門級增加共模電感的相關參數(shù)設置和電路，如下圖22所示：驅動電壓Vgs=15V/0V
圖22.門級增加共模電感仿真參數(shù)舉例
圖23.門級增加共模電感仿真電路示意圖
圖24.增加門級共模電感前后仿真的開通波形
由圖24的波形所示，在增加門級共模電感(uH級)前后，虛線為無共模電感，實線為增加了共模電感，可以明顯看到門級共模電感不僅可以顯著改善overshoot的Vgs電壓尖峰和振蕩，還能有效控制均流和縮小Eon的差異，效果非常好。
○ 在功率源極增加耦合電感
功率源極增加耦合電感的仿真相關參數(shù)設置和電路，如下圖所示：驅動電壓Vgs=15V/0V
圖25.功率源極增加耦合電感仿真參數(shù)舉例
圖26.功率源極增加耦合電感電路示意圖
圖27.功率源極增加耦合電感前后的仿真開通波形
由圖27所示，功率源極增加耦合電感(uH級別)后，無論是Vgs的overshoot的電壓尖峰還是并聯(lián)的電流差異，都得到了幾乎完美的解決！
05 SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問題小結
綜合上述的仿真分析，大致結論如下圖28所示：
圖28.SiC單管并聯(lián)中的寄生導通問題小結
來源：英飛凌，作者：張浩
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