為了理解系統(tǒng)設計人員在為電路板選擇最精確、最具成本效益的電流傳感器時所面對的重要權(quán)衡、選擇和挑戰(zhàn)，我們將仔細討論蜂窩基站功率放大器的LDMOS偏置電流監(jiān)控及其它相關應用中的電流檢測。

 

電流監(jiān)控在基站功率放大器中是必不可少的，特別是在調(diào)制方法更為復雜3G和LTE中，其峰均功率比從3G W-CDMA的3.5 dB（約2.2比1）到LTE OFDM的8.5 dB（約7.1比1）不等，而大多數(shù)常用2G單載波GSM的峰均功率比為3 dB（約2比1）?？刂骗h(huán)路功能之一是監(jiān)控LDMOS偏置電流，以便能夠針對給定的功率輸出對LDMOS的偏置進行正確調(diào)制。通常情況下，此直流偏置電流具有寬動態(tài)范圍，具體視工作條件、最大值或非峰值操作而定。對設計人員而言，這意味著需要一個精密電流傳感器來監(jiān)控50 mA（或者低至15 mA）¹至20 A范圍內(nèi)的電流，而LDMOS的漏極則偏置到28 V至60 V范圍內(nèi)的一個高壓。如果利用分流電阻來監(jiān)控此電流，則設計人員只能使用非常小的分流電阻，否則當LDMOS電流為20 A時，其功耗將非常大。例如，在最大電流時，即使10mΩ分流電阻也會消耗4 W功率。

 

雖然存在能夠承受這一功率的分流電阻，但電路板可能要求較低功耗。然而，如果選擇如此低的電阻值，則在低電流（如50 mA）時，10 mΩ分流電阻上的電壓將極其微小(500 μV)，難以利用一個同時還必須承受高共模電壓的電路進行精密監(jiān)控。

 

本文將重點討論能夠在高共模電壓下精確監(jiān)控寬范圍直流電流的電流檢測解決方案。同時還會特別關注溫度性能這一重要參數(shù)，它常常難以校準，但在功率放大器室外應用中必須慎對待。

 

本文將按照設計復雜度從高到低的順序介紹三種可選解決方案，它們能針對各種不同的應用提供可行的高精度、高分辨率電流檢測。

 

1. 使用運算放大器、電阻和齊納二極管等分立器件來構(gòu)建電流傳感器。這種解決方案以零漂移放大器AD8628為核心器件。

 

2. 使用AD8210等高壓雙向分流監(jiān)控器來提高集成度，并利用其它外部器件來擴展動態(tài)范圍和精度。

 

3. 采用針對應用而優(yōu)化的器件，例如最新推出的AD8217。AD8217是一款易于使用且高度集成的零漂移電流傳感器，輸入共模電壓范圍為4.5 V至80 V。

 

配置一個標準運算放大器進行高端電流檢測

 

圖1所示為一個采用 AD8628的基于算放大器的分立解決方案。采用其它運算放大器時同一設置也有效，但必須盡可能具有下列特性：低輸入失調(diào)電壓、低失調(diào)電壓漂移、低輸入偏置電流和軌到軌輸入輸出擺幅能力。推薦的其它放大器包括AD8538, AD8571和 AD8551.

 

圖1. 使用運算放大器的分立式大電流檢測解決方案。

 

此電路監(jiān)控高端電流 I。放大器通過齊納二極管打開偏置，本例中其額定值為5.1 V。二極管的使用確保放大器能夠在高共模電平下安全地工作，并且其電源電壓穩(wěn)定在容許的電源限值以內(nèi)，同時MOSFET將其輸出轉(zhuǎn)換為電流，進而由電阻 R_L轉(zhuǎn)換為以地為參考的電壓。這樣，輸出電壓就能饋送至轉(zhuǎn)換器、模擬處理器和其它以地為參考的器件（如運算放大器或比較器），以便做進一步的信號調(diào)理。

 

在此配置中，R_G 上的電壓與 R_SHUNT 上的電壓相等，因為通過MOSFET的反饋會使運算放大器的兩個高阻抗輸入端保持相同的電壓。經(jīng)過R_G 的電流流過FET和 R_L 產(chǎn)生 V_OUTPUT。流過分流電阻的電流I與 V_OUTPUT 的關系可通過公式1表示：

 

   (1)

 

R_SHUNT 選擇：R_SHUNT 的最大值由最大電流時的容許功耗決定，而最小值由運算放大器的輸入范圍和誤差預算決定。一般情況下，為了監(jiān)控10 A以上的電流，R_SHUNT 的值在1 mΩ至10 mΩ之間。如果單個電阻無法滿足功耗要求，或者對PCB而言太大，則R_SHUNT 可能必須由多個電阻并聯(lián)構(gòu)成。

 

R_G 選擇： R_G 用于將與高端電流成比例的電流轉(zhuǎn)換到低端。R_G 的最大值由P溝道MOSFET的漏極-源極漏電流決定。假設使用常見的P溝道增強型垂直DMOS晶體管BSS84，那么各種條件下的I_DSS 最大值如表1所示。

 

表1. 漏極-源極漏電流

 

以LDMOS漏極電流監(jiān)控為例，共模電壓為28 V， I_DSS 為100 nA。通過R_L 的最小電流的鏡像至少應為I_DSS的20倍。因此，

 

 

R_G 的最小值由最大負載電流時的容許鏡像電流功耗決定:

 

 

R_BIAS 選擇： 通過R_BIAS 的電流經(jīng)過分流產(chǎn)生運算放大器的靜態(tài)電流和基本恒定的齊納二極管電壓V_Z（它決定運算放大器的電源電壓）。當放大器電流 I_SUPPLY實際上為0且 V_IN 為最大值時，應確保流過齊納二極管的電流不超過其最大調(diào)節(jié)電流I_{Z_MAX}:

 

 

當I_SUPPLY 為最大值且V_IN為最小值時，為確保二極管電壓穩(wěn)定，流過其中的電流應大于其最大工作電流I_{Z_MIN}:

 

 

齊納二極管和R_BIAS是這一解決方案的關鍵器件，因為它們消除了后續(xù)電路的高共模電壓，支持使用低壓精密運算放大器。為使電壓保持最高穩(wěn)定性，齊納二極管應具有低動態(tài)電阻和低溫度漂移特性。

 

R₁ 選擇: R₁ 用于在輸入瞬變超過運算放大器的電源電壓時限制放大器輸入電流。建議使用10 kΩ電阻。

 

所選運算放大器的失調(diào)電壓V_OS和失調(diào)電流 I_OS是非常重要的指標，特別是在分流電阻值和負載電流很低的情況下。 V_OS + I_OS × R₁必須小于I_MIN × R_SHUNT, 否則放大器可能會飽和。因此，為獲得最佳性能，最好使用具有零交越失真的軌到軌輸入放大器。

 

對于這種分立解決方案，另一個需要考慮的問題是溫度漂移。即使采用零漂移放大器，也非常難以優(yōu)化，或者需要付出高昂代價才能優(yōu)化下列分立器件所引起的漂移：齊納二極管、MOSFET和電阻。從表1可知，當V_GS = 0 V 且 V_DS = –50 V時，隨著工作溫度從25°C變?yōu)?25°C，MOSFET的I_DSS 最大值從–10 μA變?yōu)?ndash;60 μA。此漂移會降低系統(tǒng)在整個溫度范圍內(nèi)的精度，特別是當受監(jiān)控的電流很低時。齊納二極管的漂移特性會影響放大器電源的穩(wěn)定性，因此所用放大器應當具有高電源抑制(PSR)性能。

 

此外，設計人員必須意識到這一解決方案的功效很低，因為 R_BIAS.消耗了大量功率。例如，如果總線共模電為28 V，齊納二極管輸出電壓為5.1 V且R_BIAS為1000 Ω電阻，那么該電路的無用功耗將超過0.52 W。這會增加功耗預算，設計時必須考慮這一點。

 

利用AD8210和外部器件進行高端電流檢測

 

圖2a所示為集成高壓雙向分流監(jiān)控器 AD8210 的簡化框圖；圖2b所示為采用外部基準電壓源的單向應用。

 

圖2. (a) 高壓雙向分流監(jiān)控器AD8210 

 

(b) 采用外部基準電壓源的寬范圍單向應用

 

AD8210可以放大正或負電流流過分流電阻時產(chǎn)生的小差分輸入電壓，同時抑制高共模電壓（最高65 V），并提供以地為參考的緩沖輸出。

 

如圖2a所示，它主要包括兩個模塊：一個差分放大器和一個儀表放大器。輸入端通過 R₁ 和 R₂連接到差分放大器A1。A1利用Q1和Q2調(diào)整流經(jīng) R₁ 和 R₂的小電流，使其自身輸入端上的電壓為零。當 AD8210的輸入信號為0 V時， R₁ 和 R₂中的電流相等。當該差分信號非零時，一個電阻中的電流增大，另一個電阻中的電流則減小。電流差與輸入信號的大小和極性成正比。

 

R₃ 和 R₄將流經(jīng)Q1和Q2的差分電流轉(zhuǎn)換為差分電壓。A2配置為儀表放大器，用于將該差分電壓轉(zhuǎn)換為單端輸出電壓。通過精密調(diào)節(jié)的薄膜電阻在內(nèi)部將增益設置為20 V/V。

 

使用 V_REF1 和V_REF2引腳可以輕松調(diào)整輸出基準電壓。在處理雙向電流的典型配置中， V_REF1連接到 V_CC，而 V_REF2 連接到GND。這種情況下，當輸入信號為0 V時，輸出以V_CC/2為中心電壓。因此，對于5 V電源，輸出以2.5 V為中心電壓。根據(jù)分流電阻上的電流方向不同，輸出將大于或小于2.5 V。

 

這種配置非常適合充電/放電應用，但如果用戶需要利用整個輸出范圍來測量一個單向電流，那么一種典型方法就是利用外部源來設置該范圍，如圖2b所示。此時，一個電阻分壓器經(jīng)過一個運算放大器緩沖來驅(qū)動連在一起的 V_REF1 和 V_REF2引腳，從而使輸出發(fā)生偏移。

 

當負載電流接近0時，單單依靠放大器難以監(jiān)控負載電流。采用5 V電源時，AD8210的線性輸出范圍為50 mV至4.9 V。假設應用中的分流電阻為10 mΩ，那么其上流過的最小電流必須大于250 mA，才能確保AD8210的輸出高于其50 mV的最低點。

 

 

圖2b所示配置引入了一個偏移，以便測量更小的電流。當放大器增益為20 V/V時，輸出電壓與監(jiān)控電流之間的關系可以通過公式2表表示：

 

   (2)

 

例如，當電阻R₁和 R₂分別為9800 Ω和200 Ω時，失調(diào)電壓為100 mV。當差分輸入為0 V時，AD8210的輸出是100 mV，仍然落在線性范圍之內(nèi)。如果分流電流范圍為50 mA至20 A，當R_SHUNT = 10 mΩ時，輸入范圍將是0.5 mV至200 mV，AD8210的輸出范圍是10 mV至4 V加上失調(diào)電壓，即0.11 V至4.1 V，完全位于其額定線性范圍以內(nèi)。

 

事實上，利用這種配置，設計人員可以將AD8210的輸出偏移到電源范圍內(nèi)的任何一點，從而處理具有任何非對稱性的任意電流范圍。由于精密調(diào)節(jié)的電阻內(nèi)部連接到基準輸入端，因此需要使用一個運算放大器來緩沖分壓器。為了獲得最佳結(jié)果，應當以低阻抗來驅(qū)動這些輸入端。可用來緩沖外部基準電壓源的精密低成本運算放大器包括 AD8541, AD8601, AD8603, AD8605, AD8613, AD8691和 AD8655等。

 

與分立解決方案相比，這種集成解決方案要求分流監(jiān)控器具有高共模電壓范圍，當輸出電壓范圍無法達到電流檢測范圍要求時，它還要求輸出偏移。但它能夠處理雙向電流監(jiān)控，并且避免了上述溫漂和功耗問題。AD8210失調(diào)漂移和增益漂移的保證最大值分別為8 μV/°C與20 ppm/°C。如果使用AD8603作為緩沖器，它所貢獻的失調(diào)僅有1 μV/°C，與AD8210已經(jīng)很低的失調(diào)電壓漂移相比可以忽略不計。分壓器R₁和 R₂的功耗為：

 

 

以圖2b所示的參數(shù)進行計算，其功耗僅為1.2 mW。

 

利用零漂移AD8217進行高端電流監(jiān)控

 

ADI公司最近推出了一款高壓電流傳感器AD8217，它具有零漂移和500 kHz帶寬，專門用來增強寬溫度、輸入共模和差分電壓范圍內(nèi)的分辨率和精確度。圖3a所示為該器件的簡化框圖；圖3b顯示了一個典型應用。

 

圖3. (a) 高分辨率、零漂移分流監(jiān)控器AD8217 

 

(b) 利用AD8217進行高端電流檢測

 

了測量流過小分流電阻的極小電流，AD8217提供最小值為20 mV的輸出范圍（整個溫度范圍內(nèi)），優(yōu)于AD8210的50 mV范圍。因此，如果分流電阻上受監(jiān)控的最小負載電流在電流傳感器中產(chǎn)生20 mV的最小輸出（相當于1 mV的最小輸入），則用戶可以選擇按圖3b所示來配置AD8217。AD8217的輸出電壓與輸入電流之間的關系可以通過公式3表示：

 

   (3)

 

AD8217 內(nèi)置一個低壓差調(diào)節(jié)器(LDO)，它能為放大器提供恒壓電源。該LDO可以承受4.5 V至80 V的高共模電壓，其功能基本上與圖1中的齊納二極管相似。

 

AD8217的工廠設定增益為20 V/V，在整個溫度范圍內(nèi)的最大增益誤差為±0.35%。整個溫度范圍內(nèi)的初始失調(diào)額定值為±300 μV，而且溫漂非常小，僅有±100 nV/°C，這些特性可以改善任何誤差預算。緩沖輸出電壓可以直接與任何典型的模數(shù)轉(zhuǎn)換器接口。當輸入差分電壓至少為1 mV時，無論是否存在共模電壓，AD8217都能提供正確的輸出電壓。像上例一樣使用10 mΩ分流電阻時，最小電流可以低至100 mA。

 

單芯片解決方案避免了分立解決方案的溫漂和功耗問題。

 

性能比較

 

以下部分將給出通過比較這三種不同方法所獲得的測試結(jié)果。測試時通過改變輸入電壓和負載電阻來調(diào)整流過分流電阻的輸入電流。在所示數(shù)據(jù)中，已執(zhí)行初始校準來消除與電路板中所有器件相關的初始增益和失調(diào)誤差。

 

圖4為利用圖1所示電路測得的 R_L上的輸出電壓與流過R_SHUNT的輸入電流低端值之間的線性關系圖。R_SHUNT為 10 mΩ; R_G 為 13 Ω; R_BIAS 為 100 Ω; R₁ 為 10 kΩ; 負載電阻為 200 Ω; R_L 為 200 Ω; 齊納二極管輸出為5.1 V；運算放大器為AD8628；MOSFET為BSS84。最大相對誤差為0.69%，而校準后的平均誤差為0.21%。

 

圖4. 采用圖1中 AD8628獲得的低電流測試結(jié)果

 

圖5為利用圖2b所示電路測得的AD8210輸出電壓與流過R_SHUNT的輸入電流低端值之間的線性關系圖。R_SHUNT 為10 mΩ; R₁ 為 20 kΩ; R₂ 為 0.5 kΩ; 負載電阻為 200 Ω. 外部基準電壓緩沖器為AD8603。最大相對誤差為0.03%，而校準后的平均誤差為0.01%。

 

圖5. 采用圖2b中AD8210獲得的低電流測試結(jié)果

 

圖6為利用圖3b所示電路測得的AD8217輸出電壓與流過R_SHUNT的輸入電流低端值之間的線性關系圖。R_SHUNT 為 10 mΩ, 且負載電阻為50 Ω。最大相對誤差為0.088%，而線性校正后的平均誤差為0.025%。

 

圖6. 采用圖3b中AD8217獲得的低電流測試結(jié)果

 

注意，測試有必要集中在范圍的低端，而不是涵蓋50 mA至20 A的整個范圍。原因是線性度變化主要處于范圍的低輸出電壓（低單極性電流）部分。

 

此外還在–40°C、+25°C和+85°C下對每種解決方案進行了溫度實驗。表2給出了利用+25°C下的校正系數(shù)來校準–40°C和+85°C下的數(shù)據(jù)時的最大相對誤差和平均誤差。

 

表2. 不同溫度下使用同一校正系數(shù)時的最大誤差和平均誤差

 

如果系統(tǒng)中有溫度傳感器可用，則可以使用不同的校正系數(shù)來校準不同溫度下的數(shù)據(jù)，但這會導致器件數(shù)量增多和制造成本增加。表3給出了在–40°C、+25°C和+85°C下使用不同校正系數(shù)時的最大相對誤差和平均誤差。

 

表3. 不同溫度下使用不同校正系數(shù)時的最大誤差和平均誤差

 

溫度實驗表明，利用自穩(wěn)零技術(shù)的器件可以在寬溫度范圍內(nèi)提供高精度性能，特別是AD8217。

 

圖7. AD8628分立解決方案的溫度實驗

 

圖8. AD8210集成解決方案的溫度實驗

 

圖9. AD8217單芯片解決方案的溫度實驗

 

結(jié)論

 

測試結(jié)果表明，所有三種解決方案都能用于寬動態(tài)范圍的高端電流檢測：所有三種解決方案的輸出都是線性的，而采用AD8217的解決方案具有最佳的誤差性能，并且不需要獨立電源。此外，±100-nV/°C的失調(diào)漂移特性使它非常適合在–40°C至+125°C的溫度范圍內(nèi)使用，能夠在溫度范圍內(nèi)提供最高精度性能。就系統(tǒng)設計而言，單芯片解決方案可以節(jié)省PCB面積，簡化PCB布局，降低系統(tǒng)成本，并提高可靠性。這些特點特別適用于負載電流范圍很寬且動態(tài)范圍至關重要的單向電流檢測應用。

 

根據(jù)測試結(jié)果可以得知：對于寬動態(tài)范圍的單向高端電流檢測和監(jiān)控應用，AD8217是三種解決方案中最合適的一種。我們還注意到，AD8210解決方案的工作范圍可以低至0 V輸入，這對檢測短接至地的條件可能有利。還應注意，AD8210能夠以單芯片監(jiān)控雙極性電流，例如在充電/放電應用中。

 

在要求最佳系統(tǒng)性能的實際系統(tǒng)設計中，建議采用校準和溫度檢測。

 

致謝

 

Ryan Du先生在ADI公司實習期間，幫助完成了本文的分立解決方案設置和測量部分。

 

¹依據(jù)天線接口標準組織(AISG) 1.1。

 

 

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