對(duì)于之前使用分立ADC的應(yīng)用，包括電能計(jì)量、手持式醫(yī)療設(shè)備、工業(yè)控制系統(tǒng)、電源管理系統(tǒng)、游戲機(jī)和儀器儀表等，低成本微控制器為其提供高性能模擬功能逐漸成為可能。在通用控制系統(tǒng)應(yīng)用中，往往需要奈奎斯特ADC兼具低延遲、高帶寬和低功耗特性，與此同時(shí)，其精度達(dá)到約14位有效位數(shù)（14位ENOB），價(jià)格也為大眾所接受。在如此繁多的需求之下，目前的大多數(shù)SAR和Sigma-Delta (DS) ADC都將慘遭淘汰，因?yàn)樵跐M足頻率和延遲需求的同時(shí)還要實(shí)現(xiàn)低成本和低功耗目標(biāo)太難。本文將介紹的是一款基于自校準(zhǔn)、自檢架構(gòu)的低功耗16位SAR ADC，其配有雙橋分離CDAC和高速三級(jí)比較器。生產(chǎn)數(shù)據(jù)表明，這種架構(gòu)的精度高達(dá)14.5 ENOB，而且總成本（實(shí)現(xiàn)和測(cè)試）明顯低于市場(chǎng)上大多數(shù)暢銷的12位SAR ADC。

 

隨著SAR ADC分辨率的提高，CDAC單元的元件數(shù)量會(huì)呈線性增加，但這些元件的匹配要求會(huì)導(dǎo)致平方律區(qū)域增大。為了限制元件總數(shù)，通常使用橋接或縮放元件來(lái)將DAC拆分成更小的子DAC。這些縮放元件并非單位規(guī)格，其寄生效應(yīng)可能會(huì)導(dǎo)致進(jìn)一步的不匹配和錯(cuò)誤。通常由于區(qū)域限制，匹配超過(guò)10~11位對(duì)于微控制器集成是不可行的。因此，必須對(duì)ADC DAC元件執(zhí)行某種形式的校準(zhǔn)才能滿足更高的分辨率和精度要求。本文將介紹一種差分、面積有效型16位自校準(zhǔn)SAR ADC的設(shè)計(jì)。

 

圖1：包含2個(gè)互補(bǔ)CDAC的全差分ADC架構(gòu)。

 

 

圖1顯示了ADC架構(gòu)，不包括通道多路復(fù)用器。SAR ADC通常由DAC和比較器構(gòu)成反饋回路，并配有包括逐次逼近寄存器的邏輯。DAC通常由一組二進(jìn)制加權(quán)元件組成，在本例中使用的是電容。一些應(yīng)用中通常需要能夠?qū)O性未知的差分輸入信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換。轉(zhuǎn)換差分信號(hào)也有助于通過(guò)共模噪聲抑制來(lái)提高結(jié)果的精度。

 

實(shí)現(xiàn)差分ADC常面臨諸多限制因素，其中一個(gè)是需要在逐次逼近期間將比較器的輸入保持在其共模范圍內(nèi)。當(dāng)比較器在共模電壓下自動(dòng)調(diào)零后，如果輸入偏離該共模電壓，將導(dǎo)致轉(zhuǎn)換結(jié)果出現(xiàn)錯(cuò)誤，進(jìn)而增加非線性度。為了防止這一問(wèn)題，我們添加了一個(gè)尺寸更小、功耗更低的“非關(guān)鍵”比較器。該比較器搭配負(fù)端DAC（負(fù)責(zé)采樣VIN-）實(shí)現(xiàn)部分逐次逼近。這樣可使比較器負(fù)輸入V-足夠接近VCM，從而確保比較器的精度在1LSB以內(nèi)。負(fù)端所需的逼近次數(shù)由比較器的共模抑制比(CMRR)和ADC的分辨率決定。CMRR越高，所需的逼近次數(shù)越少。例如，如果12位ADC中比較器的CMRR為66dB，則只需在負(fù)端進(jìn)行2次逼近（12位LSB的1/2 = 78dB，因此負(fù)端逼近需將|VCMV-|電壓減小12dB）。

 

我們實(shí)現(xiàn)的是16位ADC(1/2LSB = 102dB)，比較器的CMRR大約為72dB，因此需要進(jìn)行5次逼近(25 = 30dB)。對(duì)于5位SAR，“非關(guān)鍵”比較器必須解析的最小輸入電壓為VREFH/32。在負(fù)端完成部分逐次逼近之后，使用精密比較器和正端DAC（負(fù)責(zé)采樣VIN+）進(jìn)行全16階逼近。兩個(gè)比較器輸出由SAR邏輯捕獲，以控制相應(yīng)的DAC進(jìn)行逐次逼近。正端結(jié)果與負(fù)端結(jié)果相減會(huì)得到未經(jīng)校準(zhǔn)的結(jié)果，從該結(jié)果中減去預(yù)設(shè)的校準(zhǔn)值后即可得到最終轉(zhuǎn)換結(jié)果。該差分模式的運(yùn)行速率最高可達(dá)320kS/s。在單端模式下，不需要在負(fù)端進(jìn)行部分逐次逼近，因此最高運(yùn)行速度可達(dá)460kS/s。此外，該ADC還具有低分辨率的12位模式，最高運(yùn)行速率可達(dá)1MS/s。

 

 

CDAC是SAR中最重要的組成部分。SAR ADC的線性度取決于電容陣列中的電容匹配。分離電容結(jié)構(gòu)是限制芯片面積的常用方法。圖2所示的CDAC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)結(jié)合校準(zhǔn)提供了一種可在電容陣列大?。?6個(gè)電容）、速度、噪聲和線性度之間取得最佳權(quán)衡的設(shè)計(jì)。每個(gè)電容代表一組單位電容。通過(guò)對(duì)最高有效位電容進(jìn)行校準(zhǔn)，可以減小單位電容的尺寸。本設(shè)計(jì)使用了一個(gè)大約125fF的單位邊緣電容，可以向未校準(zhǔn)的電容提供充分的匹配，并使16位的kT/C噪聲保持在1LSB以下。CDAC根據(jù)單位尺寸電容分為3個(gè)二進(jìn)制加權(quán)的子DAC。最高有效位(MSB)子DAC包含5位，中間有效位(ISB)子DAC包含5位，最低有效位(LSB)子DAC包含6位。LSB部分由用于位0和終止的半尺寸電容構(gòu)建成一個(gè)5位陣列。

 

圖2：包含2個(gè)橋接電容的全差分5b-5b-6b分離CDAC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

 

 

SAR ADC有許多種校準(zhǔn)方法，一些方法使用基于數(shù)字關(guān)聯(lián)的校準(zhǔn)，另一些方法使用相關(guān)技術(shù)測(cè)量DAC中的電容比例差，然后通過(guò)模擬調(diào)整方式來(lái)修改DAC元件或者通過(guò)數(shù)字調(diào)整方式來(lái)調(diào)整結(jié)果。本文中ADC使用的測(cè)量方法，是通過(guò)測(cè)量電容比例差來(lái)確定電容誤差值，然后通過(guò)數(shù)字調(diào)整方式來(lái)修改結(jié)果。正端和負(fù)端CDAC的MSB電容均被校準(zhǔn)。為了在調(diào)整SAR結(jié)果后不產(chǎn)生較大的非線性度，校準(zhǔn)前的CDAC必須是單調(diào)的，將縮放電容Csc1（圖3）的尺寸調(diào)整為略大于理想值可以保證單調(diào)性。圖3對(duì)這一概念進(jìn)行了說(shuō)明。

 

為了確定校準(zhǔn)誤差值，每個(gè)MSB電容（由位15:11控制）都將與所有最低有效位電容的組合進(jìn)行比較。例如，校準(zhǔn)的某一步是將位11電容(1C)與位10:0電容和末位電容（由于Csc1過(guò)大而略大于1C）進(jìn)行比較。下一步是將位12電容(2C)與位11:0電容和端接電容（略大于2C）進(jìn)行比較。依此類推，每個(gè)MSB電容都會(huì)執(zhí)行這一過(guò)程。校準(zhǔn)系數(shù)會(huì)進(jìn)行累加并存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器中，每個(gè)ADC需要的存儲(chǔ)空間不到128位。完成正常ADC轉(zhuǎn)換之后，從未經(jīng)校準(zhǔn)的結(jié)果中減去對(duì)應(yīng)于MSB結(jié)果的校準(zhǔn)值可獲得校準(zhǔn)結(jié)果。

 

然后，應(yīng)用基于累積校準(zhǔn)系數(shù)的增益因子可生成最終轉(zhuǎn)換結(jié)果。該校準(zhǔn)方法可補(bǔ)償MSB電容之間的不匹配以及第一個(gè)縮放電容的不匹配和寄生效應(yīng)。必須指出的是，為了提高未校準(zhǔn)電容的線性度和耐受過(guò)程梯度、限制校準(zhǔn)范圍，必須采用共質(zhì)心版圖技術(shù)。此外，在電容陣列的邊緣采用了虛設(shè)的電容環(huán)，以確保電容陣列中的所有單位電容都具有相同的周邊結(jié)構(gòu)。

 

圖3：非線性度以及提高CDAC線性度的方法。

 

表1：典型情況和最差情況下CDAC INL和DNL的蒙特卡羅模擬結(jié)果。

 

圖4：具有電容耦合和自動(dòng)調(diào)零功能的全差分比較器。

 

在比較器設(shè)計(jì)中，需要權(quán)衡的主要是速度與精度。精度可通過(guò)提供足夠的高增益、低偏移和低輸入?yún)⒖荚肼晛?lái)保證。比較器偏移會(huì)引起ADC傳輸特性的偏移，但不影響ADC的線性度。在我們的實(shí)現(xiàn)方案中，偏移通過(guò)自動(dòng)調(diào)零技術(shù)來(lái)消除。比較器需要足夠的增益來(lái)解決小于1LSB的電壓?jiǎn)栴}（在16位模式下，低至15mV左右），并在規(guī)定的延遲時(shí)間內(nèi)提供響應(yīng)。在16位模式下，最大ADC時(shí)鐘為12MHz，這種情況下比較器需要在大約半個(gè)周期（即41.6ns）內(nèi)完成每次比較。

 

這里選用三級(jí)比較器來(lái)取得速度和增益之間的折衷。每一級(jí)均獨(dú)立自動(dòng)調(diào)零，并與下一級(jí)電容耦合。注意，前兩級(jí)是全差分比較器，第三級(jí)是單端比較器。圖5給出了比較器各級(jí)的簡(jiǎn)化原理圖。利用折疊共源共柵結(jié)構(gòu)可提供足夠的增益，以解決16位ADC相關(guān)的電壓電平。在ADC采樣/自動(dòng)調(diào)零階段，差分對(duì)M1-M2的柵極連接到模擬接地電壓（cazd為高電平），輸出級(jí)通過(guò)M13 - M14（casz為高電平）配置為低增益，以便存儲(chǔ)C3和C4上的偏移。

 

圖5：LSB中的最小/最大INL與參考電壓、溫度和采樣頻率之間的關(guān)系（在16位差分模式下的最大轉(zhuǎn)換速率時(shí)）。

 

在自動(dòng)調(diào)零階段結(jié)束時(shí)，會(huì)將第一個(gè)casz解除置位，然后使用非交疊時(shí)鐘相位將cazd解除置位。ADC隨后會(huì)啟動(dòng)逐次逼近階段，比較器級(jí)切換到高增益配置，輸入信號(hào)由折疊共源共柵增益級(jí)放大。在逐次逼近周期，比較器輸出級(jí)由M12復(fù)位，DAC可穩(wěn)定下來(lái)（clk為高電平）。接下來(lái)，會(huì)將clk解除置位并進(jìn)行比較操作。比較器布局對(duì)ADC的性能至關(guān)重要，特別要注意防止模擬和數(shù)字信號(hào)的耦合。

 

 

ADC采用90nm CMOS工藝制造，ADC電路已集成到90nm微控制器系列中，目前處于生產(chǎn)階段。在某一晶圓生產(chǎn)批次中隨機(jī)選取了4個(gè)器件，測(cè)得的ADC積分非線性(INL)誤差如圖5所示。圖中所示的最小和最大INL的測(cè)試條件如下：最大轉(zhuǎn)換速率，時(shí)鐘頻率從1MHz到12MHz（最大時(shí)鐘頻率），電壓從1.71V到3.6V，溫度從-40°C到125°C。

 

圖6顯示了在8MHz和12MHz時(shí)鐘速率下的ENOB，11kS/s轉(zhuǎn)換速率時(shí)可達(dá)到近15位的ENOB。

 

圖6：典型條件下SAR ADC ENOB與采樣頻率之間的關(guān)系。

 

圖7是微控制器芯片上ADC的照片。CDAC位于中心部分，而開關(guān)位于每個(gè)邊緣電容單元的下面。比較器和電流參考位于CDAC下方，通道多路復(fù)用器位于CDAC上方，即電路的頂部。

 

圖7：微控制器芯片照片（突出顯示ADC）。

 

 

借助90nm CMOS技術(shù)，現(xiàn)已成功使用金屬邊緣電容實(shí)現(xiàn)一款低功耗差分自校準(zhǔn)460kS/s 16位軌到軌輸入SAR A/D轉(zhuǎn)換器。這款A(yù)DC在全速下測(cè)得的電流消耗為800mA，適于多種應(yīng)用。硅測(cè)量顯示其總體性能達(dá)13.5-14.5 ENOB。該電路現(xiàn)已集成到90nm微控制器系列中，目前處于生產(chǎn)階段。

 

作者：Michael Berens，Jim Feddeler，Stefano Pietri和Brent Macha，恩智浦半導(dǎo)體

 

本文轉(zhuǎn)載自電子技術(shù)設(shè)計(jì)。