有個(gè)潛在問題卻往往被忽視，即儀表放大器中存在的射頻整流問題。當(dāng)存在強(qiáng)射頻干擾時(shí)，集成電路可能對干擾進(jìn)行整流，然后以直流輸出失調(diào)誤 差表現(xiàn)出來。儀表放大器輸入端的共模信號通常被其共模抑制的性能衰減了。射頻整流仍然會發(fā)生，因?yàn)榧词棺詈玫膬x表放大器在信號頻率高于20 kHz時(shí)，實(shí)際上也不能抑制共模噪聲。放大器的輸入級可能對強(qiáng)射頻信號進(jìn)行整流，然后以直流失調(diào)誤差表現(xiàn)出來。一旦經(jīng)過整流后，在儀表放大器輸出端的低通 濾波器將無法消除這種誤差。如果射頻干擾為間歇性，那么它會導(dǎo)致無法被覺察到的測量誤差。

設(shè)計(jì)實(shí)用的射頻干擾濾波器

解決這一問題的最實(shí)用方案是在儀表放大器之前 使用一個(gè)差分低通濾波器，以對射頻信號進(jìn)行衰減。該濾波器有三個(gè)作用：盡可能多地消除輸入線路中的射頻能量；使每條線路與接地（共用）之間的交流信號保持 平衡；并在整個(gè)測量帶寬內(nèi)維持足夠高的輸入阻抗，以避免增加信號源的負(fù)載。

圖1是多種差分射頻干擾濾波器的基本框圖。圖中所示元件值均針對AD8221選擇，AD8221的–3dB典型帶寬值為：

1MHz，典型電壓噪聲電平為7 nVQQ截圖20141204111321.jpg。除抑制射頻干擾之外，該濾波器同時(shí)具有輸入過載保護(hù)功能。因?yàn)殡娮鑂1a和R1b有助于隔離儀表放大器輸入電路與外部信號源。圖2是該抗射頻干擾電路的簡化圖。從圖中可見，濾波器形成一個(gè)橋接電路，其輸出跨接于儀表放大器的輸入引腳間。鑒于這種連接方法，C1a/R1a與 C1b /R1b兩個(gè)時(shí)間常數(shù)之間的任何不匹配都會導(dǎo)致橋路失衡，從而降低高頻共模抑制性能。因此，電阻R1a和R1b以及電容C1a和C1b均應(yīng)始終相等。

如圖所示，C2跨接于電橋的輸出端，從而使得C2實(shí)際上與C1a和C1b構(gòu)成的串聯(lián)組合呈并聯(lián)關(guān)系。這樣連接后，C2能有效降低因不匹配導(dǎo)致的任何交 流共模抑制誤差。例如，如果C2比C1大10倍，這種連接方式將使因C1a/C1b不匹配導(dǎo)致的共模抑制誤差降低至原來的二十分之一。需要注意的是，該濾 波器不影響直流共模抑制。
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適用于AD620系列儀表放大器的射頻干擾抑制電路

圖3是針對通用型儀表放大器（如AD620系列）的電路，與AD8221系列相比，這類儀表放大器的噪聲電平較高（12 nVHz）、帶寬較低。相應(yīng)地，這類儀表放大器使用了相同的輸入電阻，但電容C2的值大約增加5倍，達(dá)0.047 F，以便提供足夠的射頻衰減。采用圖中所示值時(shí)，電路的–3 dB帶寬約為400Hz；通過將R1和R2的電阻值降至2.2 k ，可將帶寬提高到760 Hz。需要注意的是，增加帶寬是要付出代價(jià)的，要求儀表放大器前面的電路驅(qū)動的阻抗載荷較低，因此會在一定程度上降低輸入過載保護(hù)性能。

用于微功耗儀表放大器的射頻干擾抑制電路

有些儀表放大器比其它放大器更容易發(fā)生射頻整流，因而需要采用更強(qiáng)的濾波器。輸入級工作電流較低的微功耗儀表放大器（如AD627）即是一個(gè)很好的例 子。增加兩只電阻R1a/R1b的值以及/或者電容C2的值這種簡單的方法可提高射頻衰減，但代價(jià)是信號帶寬降低。由于AD627儀表放大器與通用型集成 電路（如AD620系列器件）相比，具有更高的噪聲（38nV Hz），因此可采用電阻值較高的輸入電阻，而不會大幅降低電路的噪聲性能。圖4對圖1所示基本RC抗射頻干擾電路進(jìn)行了修改，采用電阻值更高的輸入電阻。

濾波器帶寬約為200 Hz。當(dāng)增益為100、輸入為1V p-p時(shí)，最大直流失調(diào)電壓在1 Hz至20 MHz頻率范圍內(nèi)約為400 VRTI。增益不變時(shí)，電路的射頻信號抑制（輸出端射頻電平/輸入端射頻電平）將優(yōu)于61 dB。

用于AD623儀表放大器的射頻干擾濾波器

圖5顯示的是建議與AD623儀表放大器搭配使用的抗射頻干擾電路。由于這種器件與AD627相比，較難受到射頻干擾的影響，因此可將輸入電阻的值從20 k 降至10 k ，結(jié)果會增加電路的信號帶寬，降低電阻的噪聲貢獻(xiàn)。此外，10k 電阻還可提供極其有效的輸入保護(hù)。采用圖中所示值時(shí)，濾波器的帶寬約為400Hz。當(dāng)增益為100、輸入為1Vp-p時(shí)，最大直流失調(diào)電壓小于1 V RTI。增益不變時(shí)，電路的射頻信號抑制優(yōu)于74 dB。

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AD8225射頻干擾濾波器電路

圖6顯示的是針對這種儀表放大器的推薦射頻干擾濾波器。AD8225儀表放大器增益固定為5，且較AD8221更易受射頻干擾的影響。如不采用射頻干 擾濾波器，當(dāng)輸入2 Vp-p、10 Hz至19 MHz正弦波時(shí)，這種儀表放大器測得的直流失調(diào)電壓約為16 mV RTI。通過使用電阻值更大的電阻，該濾波器可得到比AD8221電路更高的射頻衰減：用10 k 代替4 k 。由于AD8225具有較高的噪聲電平，因此這是可以接受的。若使用濾波器，則直流失調(diào)電壓誤差可忽略。

使用共模射頻扼流圈做儀表放大器射頻干擾濾波器

作為RC輸入濾波器的替代方案，可在儀表放大器的前面連接一個(gè)商用共模射頻扼流圈，如圖7所示。共模扼流圈是一種采用共用鐵芯的雙路繞組射頻扼流圈。 兩個(gè)輸入端的任何共模輸入射頻信號都會被扼流圈衰減。共模扼流圈以少量元件提供了一種簡單的射頻干擾抑制方式，同時(shí)獲得了更寬的信號通帶，但這種方法的有 效性取決于所用共模扼流圈的質(zhì)量，最好選用內(nèi)部匹配良好的扼流圈。使用扼流圈的另一潛在問題是無法像RC射頻干擾濾波器那樣提高輸入保護(hù)功能。采用射頻扼 流圈、額定增益為1000的AD620儀表放大器，輸入1 V p-p共模正弦波時(shí)，圖7所示電路可使直流失調(diào)電壓降至低于4.5 V RTI 的水平。高頻共模抑制比也大幅降低，如表I所示。

由于有些儀表放大器比其它放大器較易受射頻干擾影響，因此，使用共模扼流圈有時(shí)不足以解決問題。這些情況下，最好使用RC輸入濾波器。

射頻干擾測試

圖8顯示的是一種用于射頻干擾抑制測試的典型設(shè)置。若要測試這些電路的射頻干擾抑制情況，請用極短的引線將兩個(gè)輸入端連接起來。用一條50 端接電纜將優(yōu)質(zhì)正弦波發(fā)生器連接到該輸入端。

拿一個(gè)示波器，調(diào)節(jié)正弦波發(fā)生器以使發(fā)生器端的輸出為1 V p-p。將儀表放大器設(shè)置為高增益（如100）。直流失調(diào)電壓可用一個(gè)數(shù)字電壓表（DVM）直接在儀表放大器的輸出端讀取。若要測量高頻共模抑制，將示波 器通過補(bǔ)償過的探頭與儀表放大器輸出端相連，并測量對輸入頻率的峰-峰值輸出電壓（即饋通）。當(dāng)計(jì)算對頻率的共模抑制比時(shí)，務(wù)必考慮輸入端接 （VIN/2）以及儀表放大器增益。

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