RF電路布局的主要問題通常是電路的特征阻抗不理想，包括電路元件及其互聯(lián)。引線覆銅層較薄，則等效于電感線，并與鄰近的其它引線形成分布電容。引線穿過過孔時，也會表現(xiàn)出電感和電容特性。

 

過孔電容主要源于過孔焊盤側(cè)的覆銅與地層覆銅之間構(gòu)成的電容，它們之間由一個相當小的圓環(huán)隔開。另外一個影響源于金屬過孔本身的圓柱。寄生電容的影響一般較小，通常只會造成高速數(shù)字信號的邊沿變差（本文不對此加以討論）。

 

過孔的最大影響是相應(yīng)的互聯(lián)方式所引起的寄生電感。因為RF PCB設(shè)計中，大多數(shù)金屬過孔尺寸與集總元件的尺寸相同，可利用簡單的公式估算電路過孔的影響（圖5）：

圖5. PCB橫截面用于估算寄生影響的過孔結(jié)構(gòu)

 

寄生電感往往對旁路電容的連接影響很大。理想的旁路電容在電源層與地層之間提供高頻短路，但是，非理想過孔則會影響地層和電源層之間的低感通路。典型的PCB過孔（d = 10 mil、h = 62.5 mil）大約等效于一個1.34nH電感。給定ISM-RF產(chǎn)品的特定工作頻率，過孔會對敏感電路（例如，諧振槽路、濾波器以及匹配網(wǎng)絡(luò)等）造成不良影響。

 

如果敏感電路共用過孔，例如π型網(wǎng)絡(luò)的兩個臂，則會產(chǎn)生其它問題。例如，放置一個等效于集總電感的理想過孔，等效原理圖則與原電路設(shè)計有很大區(qū)別（圖6）。與共用電流通路的串擾一樣3，導(dǎo)致互感增大，加大串擾和饋通。

圖6. 理想架構(gòu)與非理想架構(gòu)比較，電路中存在潛在的“信號通路”。

 

 

確保對敏感區(qū)域的過孔電感建模。

 

濾波器或匹配網(wǎng)絡(luò)采用獨立過孔。

 

注意，較薄的PCB覆銅會降低過孔寄生電感的影響。

 

Maxim ISM-RF產(chǎn)品的數(shù)據(jù)資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線，從而將損耗和輻射降至最小。另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數(shù)引起的，所以寄生電感和電容都會影響電路布局，使用盡可能短的引線有助于降低寄生參數(shù)。通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線，如果采用的是FR4電路板，則產(chǎn)生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時，會對有效元件值造成很大影響。

 

“Institute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一個行業(yè)標準方程，用于估算微帶線PCB的各種阻抗參數(shù)。該文件在2003年被IPC-2251取代5，后者為各種PCB引線提供更準確的計算方法。可以通過各種渠道獲得在線計算器，其中大多數(shù)都基于IPC-2251提供的方程式。密蘇里理工大學(xué)的電磁兼容性實驗室提供了一個非常實用的PCB引線阻抗計算方法6。

 

公認的計算微帶線阻抗的標準是：

圖7. 該圖為PCB橫截面（與圖5類似），表示用于計算微帶線阻抗的結(jié)構(gòu)。

 

為評估引線長度的影響，確定引線寄生參數(shù)對理想電路的去諧效應(yīng)更實用。本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線的特征電容標準方程為：

舉例說明，假設(shè)PCB厚度為0.0625in （h = 62.5 mil），1盎司覆銅引線（t = 1.35 mil），寬度為0.01in （w = 10 mil），采用FR-4電路板。注意，F(xiàn)R-4的εr典型值為4.35法拉/米（F/m），但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。

 

對于ISM-RF設(shè)計中，電路板上布局長度為12.7mm （0.5in）的引線，可產(chǎn)生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數(shù)（圖8）。這一等級的寄生參數(shù)對于接收器諧振槽路的影響（LC乘積的變化），可能產(chǎn)生315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的變化。由于引線寄生效應(yīng)所產(chǎn)生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。

圖8. 一個緊湊的PCB布局，寄生效應(yīng)會對電路產(chǎn)生影響。

 

另外一個例子是Maxim的超外差接收機（MAX7042）的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH；433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：

評估板諧振電路應(yīng)包括封裝和布局的寄生效應(yīng)，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數(shù)分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現(xiàn)為集總電容。

 

 

保持引線長度盡可能短。

 

關(guān)鍵電路盡量靠近器件放置。

 

根據(jù)實際布局寄生效應(yīng)對關(guān)鍵元件進行補償。

 

接地或電源層定義了一個公共參考電壓，通過低阻通路為系統(tǒng)的所有部件供電。按照這種方式均衡所有電場，產(chǎn)生良好的屏蔽機制。

 

直流電流總是傾向于沿著低阻通路流通。同理，高頻電流也是優(yōu)先流過最低電阻的通路。所以，對于地層上方的標準PCB微帶線，返回電流試圖流入引線正下方的接地區(qū)域。按照上述引線耦合部分所述，割斷的接地區(qū)域會引入各種噪聲，進而通過磁場耦合或匯聚電流而增大串擾（圖9）。

圖9. 盡可能保持地層完整，否則返回電流會引起串擾。

 

填充地也稱為保護線，通常將其用于電路中很難鋪設(shè)連續(xù)接地區(qū)域或需要屏蔽敏感電路的設(shè)計（圖10）。通過在引線兩端，或者是沿線放置接地過孔（即過孔陣列），增大屏蔽效應(yīng)8。請不要將保護線與設(shè)計用來提供返回電流通路的引線相混合，這樣的布局會引入串擾。

圖10. RF系統(tǒng)設(shè)計中須避免覆銅線浮空，特別是需要鋪設(shè)銅皮的情況下。

 

覆銅區(qū)域不接地（浮空）或僅在一端接地時，會制約其有效性。有些情況下，它會形成寄生電容，改變周圍布線的阻抗或在電路之間產(chǎn)生“潛在”通路，從而造成不利影響。簡而言之，如果在電路板上鋪設(shè)了一塊覆銅（非電路信號走線），來確保一致的電鍍厚度。覆銅區(qū)域應(yīng)避免浮空，因為它們會影響電路設(shè)計。

 

最后，確?？紤]天線附近任何接地區(qū)域的影響。任何單極天線都將接地區(qū)域、走線和過孔作為系統(tǒng)均衡的一部分，非理想均衡布線會影響天線的輻射效率和方向（輻射模板）。因此，不應(yīng)將接地區(qū)域直接放置在單極PCB引線天線的下方。

 

 

盡量提供連續(xù)、低阻的接地區(qū)域。

 

填充線的兩端接地，并盡量采用過孔陣列。

 

RF電路附近不要將覆銅線浮空，RF電路周圍不要鋪設(shè)銅皮。

 

如果電路板包括多個地層，信號線從一側(cè)過度另一側(cè)時，最好鋪設(shè)一個接地過孔。

 

寄生電容會使晶振的工作頻率偏離目標值9。因此，須遵循一些常規(guī)準則，降低晶體引腳、焊盤、走線或與RF器件連接的雜散電容。

 

 

晶體與RF器件之間的連線盡可能短。

 

相互之間的走線盡可能保持隔離。

 

如果并聯(lián)寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區(qū)域。

 

 

不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。因此，大多數(shù)受控和高Q值電感均為繞線式。其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產(chǎn)品。盡管如此，有些設(shè)計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：

式中，a為線圈的平均半徑，單位為英寸；n為匝數(shù)；c為線圈磁芯的寬度（rOUTER - rINNER），單位為英寸。當線圈的c  > 0.2a時11，該計算方法的精度在5%之內(nèi)。

 

可以使用方形、六角形或其它形狀的單層螺旋電感?？梢哉业椒浅：玫慕品椒ǎ瑢呻娐肪A上的平面電感進行建模。為了達到這一目的，對標準惠勒公式進行修改，得到非常適合小尺寸及方形規(guī)格的平面電感估算方法12。

避免使用這種電感的原因有很多，它們通常受空間限制而導(dǎo)致電感值減小。避免使用平面電感的主要原因是受限制的幾何尺寸，以及對臨界尺寸的控制較差，從而無法預(yù)測電感值。此外，PCB生產(chǎn)過程中很難控制實際電感值，電感還會將噪聲耦合到電路的其它部分的趨向（參見上文中的引線耦合部分）。

 

 

避免使用平面走線電感。

 

盡量使用繞線片式電感。

 

 

如上所述，幾種常見的PCB布局陷阱會造成ISM-RF設(shè)計問題。然而，注意電路的非理想特性，您完全可避免這些缺陷。補償這些不希望的影響需要適當處理表面上無關(guān)緊要的事項，例如元件方向、走線長度、過孔布置，以及接地區(qū)域的用法。遵守以上的指導(dǎo)原則，您可明顯節(jié)省浪費在修正錯誤方面的時間和金錢。