【導讀】當晶體管從 OFF 切換到 ON 或從 ON 切換到 OFF 時，晶體管將跨越其線性區(qū)域。由于 MOSFET 和 JFET 的跨導非常高，漏極和柵極之間的電容將成倍增加。因此，驅(qū)動器在跨越線性區(qū)域時將承受嚴重負載，這會導致柵極電壓保持在穩(wěn)定狀態(tài)。
Si MOSFET 正常工作的驅(qū)動電路。
關于制造商的應用說明和電路圖的一般性說明：除少數(shù)例外，這些都不適合任何系列生產(chǎn)。
基本上，驅(qū)動電路必須對柵極輸入電容進行充電和放電，但這不是恒定的。
當晶體管從 OFF 切換到 ON 或從 ON 切換到 OFF 時，晶體管將跨越其線性區(qū)域。由于 MOSFET 和 JFET 的跨導非常高，漏極和柵極之間的電容將成倍增加。因此，驅(qū)動器在跨越線性區(qū)域時將承受嚴重負載，這會導致柵極電壓保持在穩(wěn)定狀態(tài)。因此，除非驅(qū)動器可以提供幾安培的電流，否則開關速度將大大減慢。如此強大的輸出級需要大型、昂貴的芯片，尤其是 CMOS 芯片。
任何開關速度的比較都是沒有意義的，除非同時考慮驅(qū)動器。通常需要與柵極串聯(lián)一個電阻，這決定了導通速度。它必須與一個快速二極管并聯(lián)，1 N 4150（不是 4148）足以滿足大多數(shù)中型 MOSFET 的要求。需要這個二極管有兩個原因：它可以防止在關斷期間電阻上積累過高的電壓，并且可以加快關斷速度。足夠強大的驅(qū)動器可以提供幾安培的電流和低值柵極電阻，從而限度地縮短開關時間。
如上所述，短開關時間不僅是一個優(yōu)勢：它們可以減少開關損耗，而且會產(chǎn)生更強的 EMI，變壓器等中的隔離材料會承受更高的介電應力。這并不總是會導致立即失效，但所有隔離材料的壽命都有限，這取決于工作溫度和介電應力，介電應力由工作頻率和 dv/dt 決定。在 100 kHz 時，標準聚酯箔所需的電壓僅為 50 Hz 時所需電壓的 1/10。在贊揚快速開關時，很少提到這一點。例如，請參見三層絕緣電線的壽命曲線。
5.1 常規(guī)驅(qū)動程序
理想的輸出級是低阻抗 CMOS 驅(qū)動器，它還將柵極鉗位在接地和 Vcc 上。由于驅(qū)動器的其他電路大多是雙極的，因此需要 BICMOS 芯片。因此，大多數(shù)驅(qū)動器都是低成本的雙極型，并具有準互補 NPN 輸出級，其缺點是既不能拉到接地也不能拉到 Vcc，??拉到 + 1 V 和 Vcc - 1 V。Si 功率 MOSFET 的閾值通常為 2 V，有些甚至低至 1 V，因此必須從柵極到接地連接一個電阻。在開啟時，只要上電平 > 10 V，就不太重要。超過 12 V 是不必要的，只會注入多余的柵極電荷，這些電荷在關閉時會被去除。
如果接地阻抗和電源阻抗過高，漏電流很容易使 MOSFET 導通，需要考慮工作 Tj 時的漏電流。實際上，該電阻應小于 100 K，更接近 10 K。另一個經(jīng)常被忽視的原因是：所有驅(qū)動器 IC 都需要一個 Vcc 才能工作，低于此電壓時，柵極輸出保持高阻抗，因此柵極開路！忽略漏電流可能導致寄生導通，從而導致?lián)p耗增加，甚至因熱失控而損壞。
如果驅(qū)動器的輸出級太弱，則可以使用互補射極跟隨器，通常 BC 330-40/BC 327-40 就足夠了。
5.2 米勒效應和共源共柵
兩者均源自模擬高頻放大器電路，并且已為人所知數(shù)十年；脈沖電路只是過載放大器。
圖 5.1 顯示了任意形狀的放大器，其增益為 v，輸出 A 和輸入 E 之間的電容為 CAE。放大器是否僅由一個晶體管組成，或者是否有任意數(shù)量的級，都無關緊要。此外，它是否是反相的，也無關緊要。在任何情況下，輸出和輸入之間的電容都會看到差分電壓 v In - v out。這與存在有效輸入電容 C equ.（“米勒電容”）具有相同的效果。請注意，這種影響僅在放大器通電時才會出現(xiàn)；然后可以用電容表測量。放大器必須處于其線性范圍內(nèi)，當放大器過驅(qū)動時，由于增益變?yōu)榱?，這種影響會消失。
Cequiv = C 輸出至輸入 (1 - v)。
圖 5.1：米勒效應是如何產(chǎn)生的。
增益 v 必須帶有符號。
請注意，C equiv可能高于或低于實際的 C 輸出到輸入，具體取決于 v 的符號！一個重要的實際情況是理想 v = + 1 的發(fā)射極或源極跟隨器；此時 C equiv = 0，C 輸出到輸入的兩端看到相同的信號，因此沒有信號電流，C 的值可以是任意的。另一種表達方式是說這個電容的兩端都是自舉的
任何脈沖電路都會受到米勒效應的影響，因為開關器件必須從開到關，反之亦然，穿過其線性區(qū)域。MOSFET 具有非常高的跨導，因此米勒效應會很明顯。在晶體管進入其線性范圍的那一刻，驅(qū)動器將加載相當高的電容，因此輸入波形將呈現(xiàn)穩(wěn)定狀態(tài)，直到晶體管離開其線性范圍。為了實現(xiàn)更快的切換，需要高驅(qū)動電流，這需要昂貴的驅(qū)動器。在寬帶放大器電路中，米勒效應可以得到補償，但在脈沖電路中則不可能。可能的是盡量減少外部輸出到輸入電容，由于晶體管外殼很小，輸入和輸出之間的有效屏蔽幾乎不可能，而共源共柵解決了這個問題。除非還考慮驅(qū)動電路，否則不同晶體管之間的切換時間比較毫無意義！請注意，不可能將過多的輸入電流饋入開關晶體管，因為這些電流必須由晶體管的輸出吸收或產(chǎn)生。
共源共柵電路是高頻電子管放大器中常見的理想開關。其名稱由“五極管”和“級聯(lián)”組合而成。它由兩個串聯(lián)的放大器組成，如圖 5.2 所示。共源共柵電路數(shù)量眾多，電子管、雙極管、MOSFET 和 JFET 的任意組合都是可行的。包括所謂的折疊共源共柵電路；它們由極性相反的晶體管組成，因此輸入和輸出可以處于任意電位，而且兩個晶體管都可以以不同的電流工作。放大器 IC 內(nèi)部的共源共柵電路是標準的。
圖 5.2：共源共柵的眾多實現(xiàn)之一，這里是標準 n 通道低壓 MOSFET 和 JFET（特別是 GaN 或 SiC JFET）的良好組合。這種組合不需要輔助柵極電壓。MOSFET 的本征二極管用于橋式電路，其中電流也必須反向流動。JFET 可雙向傳遞電流。市場上的大多數(shù) GaN 和 SiC JFET 都以共源共柵形式出現(xiàn)。
標準級聯(lián)電路由一個 LV N 溝道 MOSFET 和另一個 MOSFET 組成，前者源極接地，后者柵極接地（交流）。前者饋入后者的源極；因此，它是接地源極級和接地柵極級的組合。
理想情況下，晶體管具有無限的輸入和輸出阻抗，即其漏極輸出是電流發(fā)生器。理想情況下，晶體管具有無限的跨導，這意味著其源極輸入阻抗為零，即源極輸入是虛擬交流接地，即電流接收器。從下部晶體管漏極流出的交流電流進入源極并從上部晶體管漏極流出。這會產(chǎn)生一系列后果：
1. 除了圖 5.2 所示的共源共柵類型外，共源共柵需要為上晶體管提供輔助柵極電壓，通常為 +12 V。如果下晶體管導通，它會自動在上晶體管的柵極和源極之間施加 12 V 電壓。請注意，JFET 在柵極電壓為零時完全導通。如果驅(qū)動下晶體管的輸入 = 柵極，則上晶體管 (JFET) 的源極將被拉至零，因此柵極和源極之間的電壓變?yōu)榱?。上晶體管的柵極 - 源極電容由下晶體管極低 (毫歐) 的 Rdson 放電。如果下晶體管關閉，上晶體管的交流源電流會快速對節(jié)點下漏極-上源極處的電容充電，直到此節(jié)點處的電壓達到上晶體管的夾斷電壓，從而將其關閉。電壓擺幅僅在零和 V夾斷之間，即 < 20 V，因此小型 LV MOSFET 就足夠了。實際上，此節(jié)點需要齊納二極管來限制切換期間的電壓。將單個 Coolmos 轉(zhuǎn)換為共源共柵的額外成本很小。
2. 由于源極（作為輸入）的阻抗為零，因此下級漏極沒有交流電壓，因此不存在米勒效應。共源共柵的輸入電容盡可能低，僅由柵極-漏極和柵極-源極電容之和組成。共源共柵是容易驅(qū)動的開關。這也是它如此之快的原因之一。
3. 下晶體管的漏極和上晶體管的源極之間的連接并不重要，因為沒有交流電壓，信號是純電流，接地電容沒有交流電壓，不會影響開關。因此，兩個晶體管可以分開設置，這樣就可以化輸出到輸入的關鍵電容，以避免“米勒效應”。這將是有害的，因為級聯(lián)的增益是中可實現(xiàn)的增益，它只是下晶體管的跨導乘以級聯(lián)的負載阻抗的乘積。上晶體管在其源極中看到下晶體管的輸出阻抗；這是無限的，因為它是一個 lv mosfet。因此，即使上晶體管是具有相當?shù)洼敵鲎杩沟?JFET，其漏極 = 級聯(lián)輸出處的輸出阻抗實際上是無限的。因此，非常高的負載阻抗（在放大器中）和幾千的增益是可能的。然而，互連的電感是至關重要的。級聯(lián)的電路板布局是一個挑戰(zhàn)。這是一個 GHz 電路，對應 ns 開關。即使是 360 V 等離線電壓也可以在不到 5 ns 的時間內(nèi)切換。
4. 必須認識到，（交流）接地柵極上級不放大，而只是將下級晶體管的交流漏極電流傳遞到其漏極 = 輸出。上級晶體管幾乎可以是任何晶體管：高 fT 雙極晶體管、標準 MOSFET、Coolmos、a-Si、GaN、SiC JFET、GaN 或SiC增強型 MOSFET，這都無關緊要！了解這一點非常重要，因為提供級聯(lián)的 GaN 和 SiC 制造商試圖說服客戶，GaN 或 SiC 可實現(xiàn)快速切換。事實上，如果使用 Si Coolmos 代替 GaN 或 SiC，則切換速度相同，因為這完全是下級標準 Si MOSFET 的優(yōu)點。很難理解為什么沒有一家 Coolmos（超結）制造商將級聯(lián)推向市場。GaN 或 SiC 級聯(lián)在切換級中沒有任何優(yōu)勢，只有一個例外：橋式電路，其中下級 MOSFET 的本征二極管反向傳遞電流。GaN 和 SiC 均無雪崩額定值。GaN 或 SiC 的較低電容幾乎不引人注意，因為節(jié)點上始終至少有 3 個元件。在 PFC 的簡單情況下，開關的貢獻遠低于扼流圈或 SiC 二極管的貢獻。
5.3 附加提示
1. 集成電路對輸入到其輸出端的電流的敏感性差異很大；如果一個制造商生產(chǎn)的集成電路可以正常工作，那么另一個制造商生產(chǎn)的同類型集成電路就會被損壞。
2. 電感元件上隨處可見的廉價聚酯絕緣材料對于離線 SMPS 來說并不安全；超過 130 C 時，聚酯絕緣材料就會分解。耐壓會隨著頻率的增加而急劇下降；在 100 KHz 時，聚酯絕緣材料只能承受 50 Hz 時電壓的 10%！溫度升高也會降低耐壓和材料壽命。三層絕緣材料（如 TexE）由聚酯和尼龍層組成。如果這樣的變壓器燃燒，初級和次級之間就會接觸。Kapton 更貴，但它能承受 400 C 的高溫，在 800 C 時分解，它也是僅次于 Teflon 的電介質(zhì)。因此，離線變壓器的初級和次級之間應使用兩層絕緣材料。
3. 由于 Si 功率 MOSFET 具有防雪崩功能，因此通常不需要在漏極中安裝保護元件，但是，如上所述，不建議使用連續(xù)雪崩，因為這會產(chǎn)生額外的損耗和 EMI。反激電路中的應力。對于離線 SMPS，不需要 800 V MOSFET，650 V Coolmos 即可。應始終提供由快速高壓二極管（例如 BYV 26 E）和電阻器與 PP 或陶瓷 HV 電容器的并聯(lián)組合組成的阻尼電路?？赡苄枰c初級和次級繞組并聯(lián)額外的 RC；電容器必須是 NPO，電阻器是非電感的。為了將損耗保持在較低水平，電容器應盡可能小，通常小于 100 p。
4. 僅使用約 2 p 的 100:1 探頭并觀察地面返回：使用泰克探頭插座。
5. 晶體管和冷卻表面之間的絕緣材料至關重要，但經(jīng)常被低估。高 dv/dt 會通過絕緣層產(chǎn)生大量介電電流，這不僅會造成損耗，還會產(chǎn)生強烈的 EMI。陶瓷材料是的，但價格昂貴且難以安裝。的折衷方案是填充陶瓷粉末的 0.4 毫米硅橡膠（例如 Kerafol，86400）。較薄的材料很可能被晶體管的不平坦表面和鋒利邊緣損壞。請注意，芯片和冷卻表面之間的 Rth 會增加，但很少指定。通過在與晶體管相同的外殼中安裝電阻器（例如 TO-220）并使用相同的材??料來測量它。
6. 即使晶體管主體和冷卻表面之間沒有電位差，也不要指望兩者是平坦的；多只能是線或點接觸，因此傳熱效果不佳。油脂在生產(chǎn)環(huán)境中已經(jīng)過時且非常不受歡迎。業(yè)界已經(jīng)開發(fā)出在室溫下干燥的界面材料。當晶體管次升溫時，油脂會滲出并填補縫隙，以實現(xiàn)傳熱效果。
7. 如果要求 EMI 特別低，例如在醫(yī)療設備中，并且不需要厚陶瓷絕緣體，則可以使用堆疊絕緣體，即首先使用絕緣體，然后使用銅箔，然后使用第二個絕緣體。銅箔與開關晶體管連接到同一接地。這里要小心 Kapton，因為它的傳熱性很差！
8. 用螺釘甚至鉚釘固定晶體管是不可行的，可行的方法是使用彈簧夾壓住塑料外殼。這是能長期保持足夠壓力的方法。
9. 有源開關晶體管帶電漏極的溫度測量會干擾大多數(shù)儀器，探頭的高容量也會干擾操作。因此，應在關閉后直接進行測量。
10. 功耗只能近似計算，開機和關機比較復雜。方法：關機后直接測量外殼溫度。然后安裝一個 TO-220 功率電阻器代替具有相同絕緣的晶體管。使用電源，將電阻器加熱到與晶體管相同的溫度；所需的功率與晶體管的功耗相同。
12. 反向二極管實際上是寄生 NPN 的集電極-基極二極管，速度非常慢；有些 MOSFET 的速度更快。在開關過程中打開這些二極管時必須小心，否則可能會造成損壞。
6.Si IGBT。
成功的商業(yè)發(fā)明之一是 IGBT（絕緣柵雙極晶體管）。它無處不在。
IGBT為 MOSFET 中損耗隨電流平方增加的問題提供了根本解決方案。它是一種由 MOSFET 驅(qū)動的雙極晶體管；因此，它可以簡單地調(diào)動更多的電荷載體，即電子和空穴。它兩端的電壓僅隨電流增加很小。這一特性和低成本解釋了 IGBT 巨大的經(jīng)濟重要性：運輸行業(yè)中幾乎所有的驅(qū)動電子設備都依賴于 IGBT。
Hvbipolar 的電流增益非常低，這個問題可以通過 MOSFET 輸入得到解決。然而，在關斷期間，雙極晶體管的基極處于開路狀態(tài)，這對每個經(jīng)驗豐富的設計工程師來說都是一件可怕的事情。關斷速度很慢，因此 IGBT 在關斷期間會遭受高損耗。這就是為什么它僅限于低頻操作，并且牽引車輛會產(chǎn)生令人討厭的可聽噪音。同時，市場上有大約 7 代 IGBT 也允許超音速操作。直到近，SiC 晶體管才開始取代 IGBT，因為它們的工作頻率更高、Rdson 低，而且工作 TJ 也更高。它們的缺點是成本較高。
圖 6.1 顯示了 MOSFET 和 IGBT 之間的差異。背面 p 層（pnp 集電極，在 IGBT 中稱為“發(fā)射極”）注入額外的電荷載流子。這些電荷載流子與通道中的電子保持平衡，因此產(chǎn)生的電荷載流子的濃度比摻雜產(chǎn)生的要大得多，因此漂移區(qū)的電導率增加了。但在關斷期間，必須將這些額外的電荷載流子從漂移區(qū)中移除，從而導致電流的長“尾”。工作頻率主要保持在 kHz 范圍內(nèi)。
飽和電壓 Vsat 不能明顯降低，當 SiC MOSFET 的 Rdson 達到毫歐姆級時，損耗也會降低。IGBT 的主要優(yōu)勢是成本低，因為它仍然是雙極晶體管。請注意，與標準 MOSFET 的主要區(qū)別在于額外的底部 p 層。
IGBT 有兩種類型：PT = 穿通型和 NPT = 非穿通型。兩者的區(qū)別在于電場的形式。NPT 型電場不會到達背面發(fā)射極，晶圓價格低廉，只需進行摻雜。
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