高速運(yùn)算放大器的輸入保護(hù)有多種形式，其中共模過壓保護(hù)、靜電放電 (ESD)保護(hù)、輸入差分對(duì)保護(hù)是一些常見的保護(hù)。共模過壓保護(hù)主要限制輸入電壓，使之符合放大器的安全工作電壓范圍；靜電放電保護(hù)二極管是放大器避免靜電、靜電感應(yīng)以及其他靜電放電事件的影響。這些片上二極管都與放大器輸入、輸出以及電源軌相連，這就起到保護(hù)放大器的作用，因?yàn)殪o電放電電流流經(jīng)電源與旁路電容器，而不是通過敏感的有源電路。

運(yùn)算放大器輸入電壓的突然變化可以使輸出差分對(duì)的偏置反向, 帶來潛在的缺陷導(dǎo)致延遲，增加輸入偏置電流，并增加偏移電壓。通過限制基射結(jié)電壓，可以保護(hù)差分輸入級(jí)免受損害。在某些較高速的硅過程中，基極-發(fā)射極擊穿電壓(BVEBO)可以低至2～3 V。擊穿電壓與過程速度（process speed）成反比，因此，過程越快，擊穿電壓越低。為了可靠運(yùn)行，必須避免差分對(duì)基射結(jié)偏置的反向。

作為電壓跟隨器配置時(shí)，放大器最容易受到輸入級(jí)損害。實(shí)際（非理想的）放大器輸出不能對(duì)輸入端的變化瞬間做出相應(yīng)。輸出不能跟蹤輸入意味著差分對(duì)基射結(jié)可能受到具有潛在危害的反向偏置過壓條件的影響。圖1給出這個(gè)原理。放大器的輸入與具有±3V輸出電壓范圍的脈沖發(fā)生器相連。為了便于討論，假設(shè)脈沖發(fā)生器的上升時(shí)間與下降時(shí)間都比放大器的傳播延遲小得多。當(dāng)脈沖發(fā)生器從–3 V轉(zhuǎn)換為+3 V時(shí)，放大器輸入非常迅速改變，而輸出變化則不這么迅速，在晶體管Q2產(chǎn)生5.3 V 反向偏置。由于晶體管額定擊穿電壓為2～3 V，因此需要輸入保護(hù)。


這個(gè)保護(hù)非常簡(jiǎn)單，只要在放大器輸入端增加一對(duì)背對(duì)背二極管（D1與D2）即可，如圖2所示。由于有了二極管D1與D2，Q1與Q2的電壓擺動(dòng)就局限在±0.8V，遠(yuǎn)低于基極-發(fā)射極擊穿電壓。過程速度越低，擊穿電壓越高，因此為了提高閾值電壓，可以增加更多的串聯(lián)二極管。例如，如果某個(gè)過程的擊穿電壓是4 V，利用3個(gè)串聯(lián)二極管可能使閾值降低為2.1 V。對(duì)于速度非常低的過程，反向擊穿電壓將足夠高，從而可以省卻輸入保護(hù)。為什么不使用一串獨(dú)立的二極管呢？輸入保護(hù)的一個(gè)缺點(diǎn)是二極管限制了輸入電壓，因此影響給轉(zhuǎn)換速率帶來不利影響。高速工作時(shí)不希望這種特性。


在大多數(shù)情況下，輸入保護(hù)利大于弊。不過，在極少數(shù)情況下，輸入保護(hù)可能帶來不希望的結(jié)果。例如，考慮一個(gè)斷電但有信號(hào)輸入的放大器。信號(hào)振幅在數(shù)百毫伏以內(nèi)時(shí)不會(huì)出現(xiàn)問題，但是如果信號(hào)振幅大于400 mV，就可能遇到問題。由于輸入信號(hào)較大，輸入保護(hù)二極管(D1與D2)將成為正向偏壓的。輸入和輸出之間通過到負(fù)載的反饋電阻器形成信號(hào)路徑，如圖3所示。信號(hào)大小取決于輸入信號(hào)的振幅與頻率。


利用增益為+1的AD8021可以說明這一原理。如同前面的介紹，在AD8021放大器輸入之間包含兩個(gè)內(nèi)置背對(duì)背二極管。圖4給出測(cè)試電路。為了進(jìn)行測(cè)試，在輸入端加入200 mVpp(–10 dBm)與2 Vpp (+10 dBm)信號(hào)。信號(hào)從300 kHz到100 MHz之間變化。圖5給出截止?fàn)顟B(tài)隔離度(off isolation)結(jié)果。在10 MHz時(shí)，200 mV信號(hào)的截止?fàn)顟B(tài)隔離度大約是–50 dB。對(duì)于2-Vpp信號(hào)，保護(hù)二極管完全開通。輸入信號(hào)的大部分被反饋至輸出，截止?fàn)顟B(tài)隔離度僅為–29 dB。在要求高級(jí)別截止?fàn)顟B(tài)隔離度的雷達(dá)探測(cè)等多路復(fù)用中，這將非常有害。


為了解決這一問題，首先盡量選擇具有較高差分電壓額定值的放大器。遺憾的是，放大器的選擇可能還會(huì)考慮其他諸多參數(shù)(但差分輸入保護(hù)不是其中的參數(shù))。放大器數(shù)據(jù)表中絕對(duì)最大額定值的選擇通常表明其最大差分輸入電壓。如果性能指標(biāo)小于±Vs，則提供某些內(nèi)置輸入保護(hù)。電壓越低，電路表現(xiàn)出截止?fàn)顟B(tài)隔離度的可能就越大。表1給出所選放大器的差分電壓額定值。

表1 所選高速運(yùn)算放大器的最大差分電壓額定值


對(duì)AD8038高速放大器反復(fù)進(jìn)行截至狀態(tài)隔離度測(cè)試，其差分電壓額定值為±4 V，是AD8021的5倍。輸入電壓額定值越大，意味著需要較大的信號(hào)使輸入保護(hù)二極管正向偏置。從圖6可以看出：在10 MHz工作時(shí)，對(duì)于放大器輸入端2-Vpp信號(hào)，AD8038的截至狀態(tài)隔離度為–57 dB，比AD8021的截至狀態(tài)隔離度高28dB。


如果指定放大器具有較低的差分輸入電壓額定值，在不同配置中應(yīng)用它可能有所幫助。電壓跟隨器具有最高的饋串。一個(gè)較好的方案是在具有增益的非反相配置中使用放大器。反饋電阻器構(gòu)成具有負(fù)載的除法器，它對(duì)輸出端的饋串信號(hào)進(jìn)行衰減。反饋?zhàn)柚翟礁?，衰減結(jié)果就越明顯。不過，不要將反饋電阻器增加得太多，因?yàn)檫@可能增加噪聲與偏移電壓，而且在某些情況下，還可能降低穩(wěn)定性。圖7對(duì)輸入為2-Vpp、增益分別為+1與+2時(shí)，AD8021放大器截至狀態(tài)隔離度進(jìn)行了比較。從圖7中可以看出，增益為+2配置時(shí)，截至狀態(tài)隔離度比電壓跟蹤器配置時(shí)高6dB。


更戲劇性的方法是在放大器輸出端采用模擬開關(guān)，如ADG701。ADG701能夠完全隔離放大器輸出與負(fù)載，確保10 MHz時(shí)截止?fàn)顟B(tài)隔離度大約在–55 dB，相當(dāng)于200 mVpp輸入信號(hào)時(shí)AD8021的截止?fàn)顟B(tài)隔離度。當(dāng)設(shè)計(jì)需要具有關(guān)鍵交流參數(shù)、但不具有足夠的差分輸入電壓額定值的放大器時(shí)，增加開關(guān)是一個(gè)不錯(cuò)的選擇。

在大多數(shù)情況下，包含內(nèi)置輸入保護(hù)的放大器沒有使用問題。然而，在少數(shù)情況下，輸入保護(hù)可能確實(shí)帶來問題。如果出現(xiàn)這種情況，首先檢查最大差分輸入電壓指標(biāo)。如果其值較低，考慮利用具有較高最大差分輸入電壓額定值的放大器、改變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)或者增加開關(guān)。這些方案都可以降低饋串量，并提高截止?fàn)顟B(tài)隔離度。