- 耦合線圈拓?fù)湓诙嘞噢D(zhuǎn)換器中的使用
- 在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合線圈拓?fù)?/li>
- 在相同輸出紋波電壓下通過降低每相的紋波避免增大開關(guān)損耗
- 低漏感還有助于提高轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)
摘要：交錯(cuò)工作的多相轉(zhuǎn)換器或同步整流buck轉(zhuǎn)換器通常用于微處理器供電，實(shí)際應(yīng)用中這些電路會在電感中引入較大的紋波電流，使轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生相當(dāng)大的開關(guān)損耗。為了降低開關(guān)損耗，可以在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合線圈拓?fù)?，耦合線圈在不增加輸出電壓紋波的前提下減少相的波動，從而提高電源效率。此外，耦合線圈拓?fù)浣Y(jié)合低漏電電感，有助于提高轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)。
引言
當(dāng)前，高性能微處理器的供電需要具有快速瞬態(tài)響應(yīng)能力的大電流、低電壓DC-DC轉(zhuǎn)換器。這些電源必須在輸出1V或更低電壓時(shí)，能夠提供大于100A的電流，除此之外，它們還必須能夠在納秒級響應(yīng)負(fù)載電流瞬變。負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，電源輸出電壓必須保持在非常窄的穩(wěn)壓邊界以內(nèi)。當(dāng)然，負(fù)載電流增大時(shí)允許輸出電壓出現(xiàn)少量“跌落”，但須控制在穩(wěn)壓邊界內(nèi)。
微處理器大多采用同步buck轉(zhuǎn)換器，典型情況下，這些轉(zhuǎn)換器用來將12V的總線電壓降壓轉(zhuǎn)換到1.0V或更低電壓。同時(shí)還要求buck轉(zhuǎn)換器具有更高的穩(wěn)定性并可快速響應(yīng)負(fù)載變化，為了達(dá)到這一要求，通常使用小尺寸電感，以便電流能夠快速上升并有助于減小輸出電容尺寸。但這種方案存在一個(gè)問題：小電感值會使電感的紋波電流較大，轉(zhuǎn)換器的開關(guān)損耗也比較大。
錯(cuò)相工作的多相轉(zhuǎn)換器能夠從根本上抑制輸出電容的紋波電流，允許設(shè)計(jì)人員使用較小尺寸的輸出電容，而且不會影響電壓紋波。另外，它們也可以減小每相的電感，使電源能夠更快地響應(yīng)負(fù)載電流的變化。但會引入另一問題，由于降低了非耦合多相buck轉(zhuǎn)換器的每相電感，每相的紋波電流增大，再次導(dǎo)致開關(guān)損耗和線圈損耗增大。
一種替代方案是在多相轉(zhuǎn)換器中使用耦合線圈拓?fù)洌谙嗤敵黾y波電壓下通過降低每相的紋波避免增大開關(guān)損耗。另外，如果使用耦合線圈，低漏感還有助于提高轉(zhuǎn)換器的瞬態(tài)響應(yīng)。
耦合線圈拓?fù)?br /> 目前，從市場上可以找到多種工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的多相buck控制器和轉(zhuǎn)換器，本文采用MAX8686控制器進(jìn)行測試，比較多相轉(zhuǎn)換器中耦合線圈與非耦合線圈拓?fù)涞男阅?。兩片MAX8686控制器用于構(gòu)建兩相buck轉(zhuǎn)換器。
MAX8686為電流模式、同步PWM降壓調(diào)節(jié)器，內(nèi)置MOSFET?？刂破鞴ぷ髟?.5V至20V輸入電源范圍，提供可調(diào)節(jié)的0.7V至5.5V輸出電壓，每相電流可達(dá)25A?？刂破骺梢耘渲贸蓡蜗嗉岸嘞嗖僮?，多相工作時(shí)MAX8686能夠工作在主、從模式。
圖1電路給出了兩種架構(gòu)：采用耦合線圈和非耦合線圈的兩相轉(zhuǎn)換器。LOUT_WINDING1和LOUT_WINDING2可以是相互耦合的兩個(gè)線圈，也可以是兩個(gè)物理上相互獨(dú)立的電感。采用耦合線圈時(shí)，兩個(gè)線圈之間的連接方式(如：同相或錯(cuò)相)非常重要。
圖2所示原型設(shè)計(jì)電路板采用MAX8686，轉(zhuǎn)換器工作在400kHz；輸入電壓為12V、輸出電壓為1.2V，最大額定電流為50A。+70°C、200 LFM空氣流通條件下，轉(zhuǎn)換器能夠提供高達(dá)40A的電流。
圖1. 使用耦合線圈的雙相buck轉(zhuǎn)換器原理圖，注意錯(cuò)相操作的線圈極性。這里采用的線圈極性能夠獲得最佳性能。內(nèi)嵌圖片中，兩個(gè)電感有助于降低磁耦合，此時(shí)沒有極性問題。
圖2. 原型電路板包含兩片MAX8686 PWM控制器和一組耦合線圈，每路輸出可提供1.2V、最大50A電流。
電感問題
圖3所示為兩種電感連接形式下的電感電流和LX電壓波形，兩個(gè)電感為Vishay®公司的0.56µH-IHLP-4040DZ-11。
電感電流在輸出電容內(nèi)疊加，圖3b和圖3c表示轉(zhuǎn)換器采用兩個(gè)線圈耦合情況下的波形，這里使用的耦合線圈為BI Technologies的HM00-07559LFTR，自感為0.6µH (典型值)、漏感為0.3µH (最小值)。圖3b所示為耦合線圈按照錯(cuò)相方式連接時(shí)的電感電流波形；圖3c所示為耦合線圈按照同相方式連接時(shí)的電感電流波形。不推薦使用同相連接，因?yàn)樗鼤龃竺肯嚯娏?，降低轉(zhuǎn)換器效率。
圖3a所示采用兩個(gè)獨(dú)立電感，每相只有一個(gè)電流脈沖通過每個(gè)電感；相比之下，圖3b和圖3c中，耦合線圈在每個(gè)開關(guān)周期通過兩個(gè)電流脈沖。但是，線圈連接成同相操作時(shí)會在第二相開啟時(shí)導(dǎo)致電流下降，而不是上升。耦合線圈架構(gòu)中，線圈連接成錯(cuò)相操作時(shí)，可以抑制電流紋波。使用兩個(gè)獨(dú)立電感時(shí)不存在連接極性問題，因?yàn)槎咧g沒有互感。圖3d所示波形為采用耦合線圈時(shí)每相的電流，線圈連接成錯(cuò)相操作，負(fù)載電流為40A。
圖3a 兩相板，使用兩個(gè)獨(dú)立電感。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3b 兩相板，采用耦合線圈，錯(cuò)相工作。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3c 兩相板，采用耦合線圈，同相工作。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3d 兩相板，采用耦合線圈，錯(cuò)相工作。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/40A。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3c 兩相板，采用耦合線圈，同相工作。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3d 兩相板，采用耦合線圈，錯(cuò)相工作。
Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/40A。
圖3. 各種線圈組合下的輸出波形，可以看出轉(zhuǎn)換器性能有差異。圖3a和圖3b分別采用的是獨(dú)立電感和耦合電感；圖3c和圖3d采用的是耦合線圈，但分別工作在同相和錯(cuò)相方式。
注意：耦合線圈連接成同相方式時(shí)，紋波電流增大，效率降低。不推薦使用這種方式。
輸出電感的選擇對于優(yōu)化效率和瞬態(tài)響應(yīng)非常重要，根據(jù)所允許的電感紋波電流計(jì)算電感值。較大的電感值有助于降低紋波電流，在不增加直流電阻的前提下能夠提高效率。但是，較大的電感值需要更多繞線，導(dǎo)致電感尺寸增大。另外，為了保持電阻值不變，必須增大線徑，使電感尺寸增大。
如果使用較大電感，負(fù)載瞬變時(shí)會降低電感輸出電流的擺率，LIR定義為紋波電流與每相負(fù)載電流之比，折衷選擇LIR，數(shù)值范圍通常為0.2至0.5。相數(shù)較多時(shí)，利用其紋波電流抑制的優(yōu)勢可以適當(dāng)增大LIR。為了確保最佳的LIR，需要選擇具有較低直流電阻、飽和電流大于電感峰值電流的電感。如果電感的直流電阻用于檢測輸出電流，電流檢測信號應(yīng)該為MAX8686檢流操作提供足夠幅度，為避免噪聲干擾，推薦信號電平為10mV (最小值)。
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電容問題
輸入電容用于降低從直流輸入電源吸收的峰值電流，降低電路的開關(guān)操作所引入的噪聲和紋波電壓。輸入電容必須使開關(guān)電容造成的紋波電流滿足要求，應(yīng)使用低ESR (等效串聯(lián)電阻)的鋁電解電容或陶瓷電容，避免出現(xiàn)較大的負(fù)載躍變時(shí)在輸出端產(chǎn)生較大的電壓瞬變。應(yīng)仔細(xì)考量供應(yīng)商給出的紋波電流規(guī)格對應(yīng)的溫度降額，一般允許10°C至20°C的溫升。另外，可以利用多個(gè)小電感值、低ESL (等效串聯(lián)電感)的電容并聯(lián)，以降低高頻振蕩。
選擇輸出電容的關(guān)鍵參數(shù)是實(shí)際電容值、ESR、ESL和額定電壓。這些參數(shù)會影響系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性、輸出電壓紋波以及瞬態(tài)響應(yīng)，輸出紋波電壓包含三部分，即輸出電容儲存電荷的變化，電流流入、流出電容時(shí)在ESR和ESL上產(chǎn)生的壓降。下面給出了選擇電容使用的公式。
設(shè)計(jì)計(jì)算
開啟條件
VIN = 12V；VOUT = 1.2V；IOUT = 50A；η = 0.85
工作頻率=400kHz；N=2
N = 相數(shù)；η = 效率因子
電感值計(jì)算
從計(jì)算轉(zhuǎn)換器功耗和輸入電流入手：
POUT = VOUT × IOUT
PIN = POUT/η
PDISS = PIN - POUT
60W = 1.2V × 50A
70.58W = 60W/0.85
因此：
PDISS = 10.58W (70.58W - 60W)
IIN(av) = PIN/VIN = 70.58W/12V = 5.882A
接下來，計(jì)算輸出電感值：
LIR = 電感紋波電流系數(shù) = ΔI/IOUT = 0.2
可以求解ΔI 0.2 × IOUT (計(jì)算輸出紋波時(shí)需要)。
商用化電感中最接近的電感值是0.56µH，直流電阻為0.0017Ω。
計(jì)算峰值電流
計(jì)算輸入電容(CIN)
N × D = 0.235，對于N × D < 1
其中，IIN(RMS)為流過輸入電容的紋波電流RMS值。
計(jì)算輸出紋波電壓(VRIPPLE)
假設(shè)：
ESR = (2.5/6) × 10-3 (輸出電容的ESR)
ESL = (1/6) × 10-9 (ESL減去輸出電容的寄生電感)
COUT = 600µF
計(jì)算VRIPPLE：
因此，總紋波電壓VRIPPLE為：
VRIPPLE (COUT) + VRIPPLE (ESL) + VRIPPLE (ESR)
得到：
VRIPPLE = 10mV左右
耦合線圈拓?fù)鋵π阅艿母纳?br /> 圖4a和圖4b給出了使用耦合線圈拓?fù)浜蛢蓚€(gè)獨(dú)立電感情況下瞬態(tài)負(fù)載響應(yīng)特性的對照，由于在耦合線圈架構(gòu)中瞬態(tài)負(fù)載響應(yīng)僅受漏感的制約，與自感無關(guān)，所以采用耦合線圈拓?fù)浯蟠筇岣吡怂矐B(tài)響應(yīng)特性。設(shè)計(jì)中沒有降低每相的電感。
如果使用較大電感，負(fù)載瞬變時(shí)會降低電感輸出電流的擺率，LIR定義為紋波電流與每相負(fù)載電流之比，折衷選擇LIR，數(shù)值范圍通常為0.2至0.5。相數(shù)較多時(shí)，利用其紋波電流抑制的優(yōu)勢可以適當(dāng)增大LIR。為了確保最佳的LIR，需要選擇具有較低直流電阻、飽和電流大于電感峰值電流的電感。如果電感的直流電阻用于檢測輸出電流，電流檢測信號應(yīng)該為MAX8686檢流操作提供足夠幅度，為避免噪聲干擾，推薦信號電平為10mV (最小值)。
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電容問題
輸入電容用于降低從直流輸入電源吸收的峰值電流，降低電路的開關(guān)操作所引入的噪聲和紋波電壓。輸入電容必須使開關(guān)電容造成的紋波電流滿足要求，應(yīng)使用低ESR (等效串聯(lián)電阻)的鋁電解電容或陶瓷電容，避免出現(xiàn)較大的負(fù)載躍變時(shí)在輸出端產(chǎn)生較大的電壓瞬變。應(yīng)仔細(xì)考量供應(yīng)商給出的紋波電流規(guī)格對應(yīng)的溫度降額，一般允許10°C至20°C的溫升。另外，可以利用多個(gè)小電感值、低ESL (等效串聯(lián)電感)的電容并聯(lián)，以降低高頻振蕩。
選擇輸出電容的關(guān)鍵參數(shù)是實(shí)際電容值、ESR、ESL和額定電壓。這些參數(shù)會影響系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性、輸出電壓紋波以及瞬態(tài)響應(yīng)，輸出紋波電壓包含三部分，即輸出電容儲存電荷的變化，電流流入、流出電容時(shí)在ESR和ESL上產(chǎn)生的壓降。下面給出了選擇電容使用的公式。
設(shè)計(jì)計(jì)算
開啟條件
VIN = 12V；VOUT = 1.2V；IOUT = 50A；η = 0.85
工作頻率=400kHz；N=2
N = 相數(shù)；η = 效率因子
電感值計(jì)算
從計(jì)算轉(zhuǎn)換器功耗和輸入電流入手：
POUT = VOUT × IOUT
PIN = POUT/η
PDISS = PIN - POUT
60W = 1.2V × 50A
70.58W = 60W/0.85
因此：
PDISS = 10.58W (70.58W - 60W)
IIN(av) = PIN/VIN = 70.58W/12V = 5.882A
接下來，計(jì)算輸出電感值：
LIR = 電感紋波電流系數(shù) = ΔI/IOUT = 0.2
可以求解ΔI 0.2 × IOUT (計(jì)算輸出紋波時(shí)需要)。
商用化電感中最接近的電感值是0.56µH，直流電阻為0.0017Ω。
計(jì)算峰值電流
計(jì)算輸入電容(CIN)
N × D = 0.235，對于N × D < 1
其中，IIN(RMS)為流過輸入電容的紋波電流RMS值。
計(jì)算輸出紋波電壓(VRIPPLE)
假設(shè)：
ESR = (2.5/6) × 10-3 (輸出電容的ESR)
ESL = (1/6) × 10-9 (ESL減去輸出電容的寄生電感)
COUT = 600µF
計(jì)算VRIPPLE：
因此，總紋波電壓VRIPPLE為：
VRIPPLE (COUT) + VRIPPLE (ESL) + VRIPPLE (ESR)
得到：
VRIPPLE = 10mV左右
耦合線圈拓?fù)鋵π阅艿母纳?br /> 圖4a和圖4b給出了使用耦合線圈拓?fù)浜蛢蓚€(gè)獨(dú)立電感情況下瞬態(tài)負(fù)載響應(yīng)特性的對照，由于在耦合線圈架構(gòu)中瞬態(tài)負(fù)載響應(yīng)僅受漏感的制約，與自感無關(guān)，所以采用耦合線圈拓?fù)浯蟠筇岣吡怂矐B(tài)響應(yīng)特性。設(shè)計(jì)中沒有降低每相的電感。
圖4a 兩相板，使用兩個(gè)獨(dú)立電感。
瞬變負(fù)載；Ch2：O/P電壓；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。
圖4b 兩相板，使用耦合線圈，錯(cuò)相工作。
瞬變負(fù)載；Ch2：O/P電壓；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。
瞬變負(fù)載；Ch2：O/P電壓；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。
圖4b 兩相板，使用耦合線圈，錯(cuò)相工作。
瞬變負(fù)載；Ch2：O/P電壓；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。
圖4. 圖中波形表示錯(cuò)相工作條件下，使用兩個(gè)獨(dú)立電感(圖4a)和使用一組耦合線圈(圖4b)情況下的瞬態(tài)響應(yīng)。
圖5a和圖5b所示波形是兩種架構(gòu)下的輸出電壓紋波，圖6所示曲線為耦合、非耦合兩相轉(zhuǎn)換器的效率對照。從中可以看出耦合線圈架構(gòu)對效率的改善，空載時(shí)耦合線圈架構(gòu)消耗較大電流，所以輕載時(shí)耦合線圈架構(gòu)效率較低；重載時(shí)，耦合線圈拓?fù)淠軌蛱峁└咝省?/div>
圖5a
圖5b
圖5. 使用耦合電感(耦合線圈，圖5a)時(shí)的輸出紋波遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于使用兩個(gè)獨(dú)立電感(獨(dú)立線圈，圖5b)情況下的紋波。
圖6. 使用耦合電感時(shí)，重載下能夠提供更高效率；輕載下使用兩個(gè)獨(dú)立電感的驅(qū)動器效率略高一些。
