你的位置:首頁 > 電源管理 > 正文

改進新型反激式變換器中的同步整流器

發(fā)布時間:2023-06-13 來源:芯源系統(tǒng) 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】反激式拓撲結(jié)構(gòu)憑借其寬工作范圍內(nèi)所具有的簡單性與穩(wěn)健性,近幾十年來一直在低功率 AC/DC 應(yīng)用中占據(jù)主導(dǎo)地位。而同步整流器 (SR) 也在最近幾年中取代了反激電源中傳統(tǒng)的肖特基二極管,實現(xiàn)了效率的明顯提升。


但是,反激式變換器仍需不斷改進傳統(tǒng)的反激拓撲,才能應(yīng)對效率與功率密度需求的不斷提高。截至目前,反激拓撲已出現(xiàn)多個變體版本,并成功應(yīng)用于 AC/DC 應(yīng)用,例如零電壓開關(guān) (ZVS) 反激拓撲、有源鉗位反激拓撲 (ACF),以及即實現(xiàn)了零電壓開關(guān)又降低了開關(guān)損耗的混合式反激拓撲。這些新型反激拓撲改善了效率并提高了開關(guān)頻率,極大地推進了高功率密度的變換器設(shè)計。


然而,這些新興反激拓撲具有不同的工作原理,這給同步整流器控制帶來了新的挑戰(zhàn)。由于需要額外的開關(guān)脈沖來實現(xiàn)零電壓開關(guān),同步整流器在一個開關(guān)周期內(nèi)通常會導(dǎo)通兩次,而第二次導(dǎo)通周期可能會導(dǎo)致許多現(xiàn)有 SR 控制器發(fā)生嚴重擊穿。本文提出了一種解決方案,可以避免在設(shè)計帶同步整流功能的新型反激拓撲器件的過程中發(fā)生嚴重擊穿的風(fēng)險。


ZVS 反激拓撲變體類型


通常,反激式變換器中的零電壓開關(guān)是通過偏置磁化電感為負極性來實現(xiàn)的,允許電感電流在原邊開關(guān)導(dǎo)通之前將電壓拉低至零。


圖 1 顯示了采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲,這是目前市場上常用的標準 ZVS 反激拓撲。 


1683797992653795.png

圖 1:采用輔助繞組的 ZVS 反激拓撲


圖 2 顯示了 這種 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。 


1683797978650717.png

圖 2:ZVS 反激式控制器的典型工作波形


除了原邊 MOSFET (QP) 和 SR MOSFET (QS) 以外,這種拓撲還需要一個輔助 MOSFET (QA) 來支持 ZVS 的實現(xiàn)。在每個開關(guān)周期的 QP 導(dǎo)通之前,QA 先導(dǎo)通一小段時間,通過變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置為負極性。該過程可以在 QP 導(dǎo)通之前將 QP 漏源電壓 (VDS_QP) 下拉至 0V,從而實現(xiàn)零電壓開關(guān)。


QA 通常與 QP 一起放置在原邊接地端,因此二者均由原邊反激控制器控制以實現(xiàn)精確同步。SR 控制器則放置在副邊接地端,僅根據(jù) QS 漏源電壓 (VDS_QS) 的極性確定導(dǎo)通時間。當(dāng) QP 關(guān)斷時,磁化電流被迫流向副邊,而 QP 應(yīng)在 VDS_QS 變?yōu)樨撝禃r立即導(dǎo)通,以便有效為輸出供電。當(dāng) QA 導(dǎo)通時,VDS_QS 也變?yōu)樨撝?,因為變壓器的輔助繞組和副邊繞組具有相同的極性。


因此,在與原邊控制器之間沒有通信路徑的情況下,SR 控制器很難區(qū)分 QP 的關(guān)斷與 QA 的導(dǎo)通。 對于大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器來說,這很可能導(dǎo)致二次導(dǎo)通事件。因為 QA 的導(dǎo)通時間往往非常短,而 QP 會在 QA 之后立即導(dǎo)通;SR 控制器會在這種極短的導(dǎo)通時間模式下持續(xù)運行且無法立即關(guān)斷。 在這種情況下,原邊和副邊之間可能會發(fā)生擊穿,從而導(dǎo)致電源變換器可靠性不高。


圖 3 顯示了非互補工作模式下的 ACF 拓撲結(jié)構(gòu)。與互補模式不同,它采用斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 來提高輕載效率。 


7.png

圖 3: ACF 拓撲


圖 4 顯示了 ACF 拓撲的典型工作波形。這種拓撲通過在導(dǎo)通 QP 之前二次導(dǎo)通鉗位 MOSFET (QC) 來實現(xiàn)零電壓開關(guān)。這會導(dǎo)致第二次 SR 柵極導(dǎo)通,并帶來擊穿的潛在風(fēng)險。 


1683797955247480.png

圖 4:非互補模式下 ACF 拓撲的典型工作波形


圖 5 顯示了 DCM 模式下的混合反激拓撲?;旌戏醇ね負淅弥C振電容通過變壓器輸出額外的功率,同時實現(xiàn)上管 MOSFET (QH) 和下管 MOSFET (QL) 的 ZVS。因此,與傳統(tǒng)反激拓撲相比,混合反激拓撲更適合高功率應(yīng)用。


1683797941142652.png

圖5: 混合反激拓撲


圖 6 顯示了混合反激拓撲的典型工作波形。在 DCM 模式下,QH 通過短時間導(dǎo)通 QL 來實現(xiàn) ZVS。 因此,混合反激拓撲也有可能經(jīng)歷第二次 SR 柵極導(dǎo)通并發(fā)生擊穿。 


1683797927737033.png

圖 6:DCM 模式下混合反激拓撲的典型工作波形


可靠的 ZVS 反激拓撲 SR 控制


如前所述,大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器通過簡單比較漏源電壓和特定電壓閾值來確定導(dǎo)通和關(guān)斷時序。 這導(dǎo)致同步整流器可能在每個開關(guān)周期中都導(dǎo)通兩次,與最小導(dǎo)通時間邏輯是沖突的,并增加了擊穿的風(fēng)險。因此,我們需要一種先進的同步整流器控制方案來區(qū)分每個開關(guān)周期中的第一次和第二次的導(dǎo)通事件,并避免在任何工作條件下發(fā)生擊穿。


MP6951 是 MPS 推出的新型 SR 控制器,它采用智能控制方案來區(qū)分導(dǎo)通事件并應(yīng)對擊穿風(fēng)險。除了監(jiān)測漏源電壓的極性變化外,MP6951 還可以監(jiān)測高電平脈沖的幅度和持續(xù)時間。


如圖 7 所示,MP6951 根據(jù)漏源上的峰值電壓得到電壓閾值 (VP);在每個開關(guān)周期中,都實時比較漏源電壓和 VP。只有當(dāng)正脈沖持續(xù)時間大于可配置時長 tW 時,才會啟用完全導(dǎo)通邏輯,同步整流器會在漏源極性翻轉(zhuǎn)時立即導(dǎo)通。


1683797907403947.png

圖 7: MP6951 的導(dǎo)通條件


否則,即使漏源極性翻轉(zhuǎn),導(dǎo)通邏輯也會被禁用或延遲。因為如果漏源電壓沒有超過 VP,或者正脈沖的持續(xù)時間未超過 tW,則同步整流器在零電壓開關(guān)的第二個脈沖期間不會導(dǎo)通。此外,MP6951 可根據(jù)輸入和輸出電壓的各種組合對 tW 邏輯進行內(nèi)部調(diào)節(jié)。最終實現(xiàn)同步整流器總在最合適的時間導(dǎo)通。


圖 8 顯示了采用 ZVS 反激拓撲時 MP6951 的工作波形。通常情況下,SR 柵極會在原邊 MOSFET 關(guān)斷后立即導(dǎo)通;但當(dāng)其他開關(guān)(包括 QA、QC 和 QL)為零電壓開關(guān)導(dǎo)通時,SR 柵極不會導(dǎo)通。因此,完全消除了擊穿的風(fēng)險。 


1683797890527002.png

圖 8: MP6951 在 ZVS 反激變換器中的工作波形


結(jié)語


為滿足市場更高功率密度和效率的需求,新型反激拓撲變體正經(jīng)歷快速發(fā)展。隨著越來越多的零電壓開關(guān)變體用于實際應(yīng)用中,SR 控制器也必須與時俱進。作為同步整流器市場的領(lǐng)先企業(yè),MPS 的 MP6951 提供的 SR 具有非常好的穩(wěn)健性與可靠性。與現(xiàn)有的 SR 控制器相比,MP6951 可以匹配任何反激拓撲變體,其關(guān)鍵優(yōu)勢就是消除了 ZVS 操作期間的擊穿風(fēng)險。此外,MP6951 控制方案在尖端適配器產(chǎn)品中的有效性,已在理論和生產(chǎn)中得到了充分的驗證。



免責(zé)聲明:本文為轉(zhuǎn)載文章,轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息,版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問題,請聯(lián)系小編進行處理。


推薦閱讀:


ToF 3D圖像傳感器正在改變我們參與攝影和混合現(xiàn)實的方式

且看超緊湊DC-DC轉(zhuǎn)換器如何解鎖Beyond 5G技術(shù)!

納芯微車規(guī)傳感器解決方案賦能汽車電動化、智能化發(fā)展

瑞薩設(shè)計標準化如何節(jié)省工業(yè)傳感設(shè)備的總成本

有關(guān)自動導(dǎo)引車(AGV)的五個關(guān)鍵問題,你都能答對嗎?

特別推薦
技術(shù)文章更多>>
技術(shù)白皮書下載更多>>
熱門搜索
?

關(guān)閉

?

關(guān)閉