在某些應用中，可能出現(xiàn)電源電壓以外的電壓驅動運算放大器 輸入的情況—這種情況稱為過壓情況。例如，假設運算放大器配置為+15 V正電源和−15 V負電源，則無論何時，只要輸入引 腳電壓大于一個二極管壓降+供電軌電壓（比如±15.7 V），則運算放大器內(nèi)部ESD保護二極管就可以正向偏置，開始傳導 電流。長時間（甚至短時間內(nèi)）的過量輸入電流—如果電流足夠高的話—便可能會損壞運算放大器。這種損壞可能會導 致電氣規(guī)格參數(shù)偏離數(shù)據(jù)手冊所保證的限值，甚至導致運算放大器永久性損壞。面對這種可能性，系統(tǒng)設計人員通常會 在放大器輸入端添加一個過壓保護 (OVP) 電路。因此，難就難在引入OVP電路的同時不增加誤差（損失系統(tǒng)精度）。

 

過壓條件是如何發(fā)生的

 

很多不同的情況可能引起過壓條件?？紤]一個遠程傳感器位于現(xiàn)場的系統(tǒng)—比如煉油廠內(nèi)的液體流動，并將信號通過電纜發(fā)送至另一個物理地點的數(shù)據(jù)采集電子設備。數(shù)據(jù)采集電 子信號路徑的第一級通常是配置為緩沖器或增益放大器的運算放大器。該運算放大器的輸入暴露在外界環(huán)境下，因而可 能受過壓事件的影響—比如電纜損壞導致的短路，或者電纜與數(shù)據(jù)采集電子設備的錯誤連接。

 

類似地，可能導致過壓條件的情形是：輸入信號（通常在放大器輸入電壓范圍內(nèi)）突然接收到外部激勵，導致瞬態(tài)尖峰超過運算放大器的電源電壓。

 

可能導致輸入過壓條件的第三種情況來自運算放大器和信號路徑上其它元件的上電時序。例如，如果信號源（比如傳感器）在運算放大器之前上電，則信號源便可輸出電壓，而此 時運算放大器電源引腳還沒有上電。這會導致過壓情況，有可能強制過量電流流經(jīng)運算放大器輸入并到達接地端（未上 電電源引腳）。

 

箝位：一種經(jīng)典的過壓保護技術

 

圖1所示是一種OVP（過壓保護）的常用方法。當輸入信號(VIN) 幅度超過電源電壓之一加上二極管正向電壓，則二極管（DOVPP或DOVPN）將會正向偏置，電流將流至供電軌，過量電流可能會損壞運算放大器。本應用中， 我們使用了ADA4077—一款精度極高的運算放大器，最大電源范圍為30 V（或±15 V）。

 

箝位二極管是1N5177肖特基二極管，因為它們的正向導通電壓等于大約0.4 V，這比運算放大器輸入靜電放電 (ESD) 保護二極管的正向導通電壓低；因此，箝位二極管將在ESD二極管之前開始傳導電流。過壓保護電阻ROVP限制了流過箝位二極管的正向電流，使其保持在最大電流額定值以下，防止受到過量電流的損害。使用反饋環(huán)路電阻RFB是因為，同相輸入上的任何輸入偏置電流都會流過ROVP而產(chǎn)生輸入電壓誤差—增加RFB值可消除誤差，因為它會在反相輸入端產(chǎn)生一個相似的電壓。

 

圖1. 用于過壓保護的經(jīng)典箝位電路。

 

二極管箝位電路的權衡取舍—降低精度

 

雖然圖1中的經(jīng)典電路可以保護運算放大器輸入端，但它會向信號路徑上引入大量誤差。精密放大器的輸入失調(diào)電壓(VOS)通常為微伏等級。例如，ADA4077在−40°C至+125°C的完整工作溫度范圍內(nèi)的最大VOS為35 μV。添加外部二極管和限流電阻會引入輸入失調(diào)誤差，該誤差經(jīng)常會比精密運算放大器的固有失調(diào)大好幾倍。

 

反向偏置二極管具有反向漏電流，此漏電流從陰極流過陽極。 2 模擬對話 50-05，2016 年5 月當輸入信號電壓 (VIN) 在供電軌之間的時候，二極管DOVPP和DOVPN具有反向電壓。當VIN為地電平時（輸入電壓范圍的中點），經(jīng)過DOVPN的反向電流大致等于經(jīng)過DOVPP的反向漏電流。然而，當VCM變?yōu)榈仉娖揭陨匣蛞韵聲r，其中一個二極管中流過的反向電流大于另一個二極管中流過的電流。例如，當VCM等于運算放大器輸入電壓范圍的最大值時—即離正電源2 V（或本電路中的13 V）時，二極管DOVPN上的反向電壓為 28 V。查閱1N5177二極管的數(shù)據(jù)手冊可知，這可能會導致反向漏電流接近100 nA。當反向漏電流從輸入信號端(VIN) 流過ROVP時，它會在ROVP上造成電壓降，看上去就像信號路徑上 輸入失調(diào)電壓上升了。

 

另一個需要擔心的地方是，二極管反向漏電流隨溫度上升而呈指數(shù)上升，導致箝位OVP電路的失調(diào)電壓懲急劇上升。圖2是一個不帶外部過壓電路的運算放大器，以此作為對照基準，該 圖顯示了ADA4077在−13 V至+13 V輸入電壓范圍內(nèi)的失調(diào)電壓測量值。在三個溫度下進行測量：25°C、85°C和125°C。注 意在25°C時，本測試中的ADA4077 VOS僅達到了6 μV；哪怕在125°C，VOS也只有大約20 μV。當我們把外部箝位OVP電路加入同一個ADA4077器件，并在VIN端施加輸入電壓時，可以看到如圖3所示的結果。在室溫下，VOS跳躍至30 μV—是單個ADA4077信號路徑誤差的5倍。在125°C時，VOS超過15 mV—等于ADA4077 20 μV的750倍之多！精度下降了。

 

圖2. 輸入失調(diào)電壓與ADA4077輸入電壓的關系。

 

圖3. ADA4077添加OVP箝位電路后輸入失調(diào)電壓與輸入電壓 的關系。

 

在過壓條件時，5 kΩ電阻很好地保護了箝位二極管和運算放大器，但正常工作時，若二極管在它兩端有漏電流產(chǎn)生，則會引入較多的失調(diào)誤差（更不要說來自電阻的約翰遜噪聲了）。我們需要的是動態(tài)輸入電阻，它在額定的輸入電壓范圍內(nèi)工作時具有低電阻，但在過壓條件下具有高電阻。

 

滿足要求的集成式解決方案

 

ADA4177 是一款高精度運算放大器，集成過壓保護。集成式ESD二極管用作過壓箝位，保護器件。耗盡型FET位于ESD二極管之前，與各個輸入端串聯(lián)連接。它們具有動態(tài)電阻，會隨著輸入電壓 (VCM) 超過電源電壓而增加。隨著輸入電壓上升，內(nèi)部FET的漏極-源極電阻 (RDSON) 增加，從而限制了跟隨電壓的上升而呈指數(shù)增長的電流（參見圖4）。由于ADA4177在輸入端采用耗盡型FET，并且由于它不是一個串聯(lián)保護電阻，因此運算放大器不會在電阻兩端產(chǎn)生箝位OVP電路那樣的失調(diào)電壓問題。

 

圖4. ADA4177輸入偏置電流隨過壓的增加而受限。

 

ADA4177輸入可耐受電源電壓以上最高32 V的電壓。它將過壓電流限制在10 mA至12 mA（典型值）范圍內(nèi)，從而不使用任何外部元件即保護了運算放大器。如圖5所示，哪怕在125°C 時，該被測單元的失調(diào)電壓也只有40 μV。該值為箝位電路在此溫度下誤差值的3%都不到。精度性能得到了保留！

 

圖5. ADA4177采用集成式OVP時輸入失調(diào)電壓與輸入電壓的 關系。

 

這對系統(tǒng)性能而言意味著什么

 

分析輸入電壓的變化對信號路徑精度的影響時，系統(tǒng)設計人員會考慮放大器的共模抑制比 (CMRR)。它表示輸出端能抑制多少共模輸入電壓（或者通過了多少）。由于運算放大器通 常配置為提供輸入與輸出之間的增益，因此我們以輸入失調(diào)電壓變化為參照歸一化CMRR規(guī)格（即輸出變化除以放大器 閉環(huán)增益）。共模抑制比是一個正數(shù)值，以dB為單位，計算公式如下：

 

CMRR = 20 log (ΔVCM/ΔVOS)

 

從這個比值中可以看到，有必要保持VOS盡量低。ADA4177額定值在完整的工作溫度范圍內(nèi)保證具有125 dB最小CMRR限值。通過本實驗中被測單元的測試結果可以計算并對比箝位 電路和ADA4177的CMRR。表1顯示了使用經(jīng)典箝位二極管電路時精度的極大損失，以及集成FET過壓保護的ADA4177的 出色CMRR性能。

 

表1. ADA4177與帶箝位二極管的分立式OVP的CMRR對比

 

 

推薦閱讀：